Voedingsstoornissen
In Elektuur zijn zo al de nodige kolommen gewijd aan (al dan niet gestabiliseerde) voedingen, hetzij als onderdeel van een bepaald bouwontwerp, hetzij als 'special' (Elektuur maart 1975).
In dit artikel wordt nader ingegaan op maatregelen om ongewenste storingen op de voedingsspanning aan de 'konsumentenzijde' (in de schakeling) te onderdrukken. 'Een apparaat is zo goed als zijn voeding' (Elektuur, maart 1975), zolang - ook bij gestabiliseerde voedingen - de ontkoppeling van de voedingsspanning in de schakeling in orde is.
Het ontwerpen van een gestabiliseerde voeding hoeft nauwelijks een probleem meer te zijn, vooropgesteld dat er nog iets te ontwerpen valt. Er zijn namelijk komplete geintegreerde spanningsregelaars van een groot aantal fabrikanten en voor alle 'interessante' spanningen verkrijgbaar. Toevoeging van eksterne vermogenstransistoren maakt deze spanningsregelaars ook voor grotere stroomafname geschikt.
In ieder geval is een voeding te realiseren die zich aan de aansluitklemmen gedraagt als een nagenoeg ideale gelijkspanningsbron, d.w.z. met een inwendige impedantie van nagenoeg nul ohm. Dan blijft de spanning op de klemmen vrijwel konstant bij een statische verandering in de stroomafname (de spanning blijft bijvoorbeeld 20 volt of er nu een schakeling met een stroomverbruik van 10 of van 20 mA aan hangt), maar ook bij dinamische veranderingen in de stroomafname (het stroomverbruik van de aangesloten schakeling varieert in de tijd).
Voor schakelingen met een min of meer snel in de tijd varierend stroomverbruik, waarbij de variaties groot zijn, wordt gekozen voor een gestabiliseerde voeding. Deze wordt 'zo ideaal als nodig' gedimensioneerd; de inwendige impedantie van de voeding wordt zo laag gemaakt dat de stoorspanning aan de klemmen van de voeding, waarvan de grootte samenhangt met de inwendige impedantie en de dinamische variaties in de stroomafname, een bepaalde maksimale waarde niet overschrijdt. Als de stoorspanning hoger wordt dan deze maksimum-waarde, uit deze zich hinderlijk in de schakeling die door de gestabiliseerde voeding wordt gevoed.
Op deze wijze kan van een bepaalde schakeling een storingsvrije werking worden verkregen. Het kan ook mis gaan. Vooral bij (TTL) logische schakelingen met zeer snelle en betrekkelijk grote dinamische veranderingen in de afgenomen gelijkstroom kunnen de stoorspanningen op de voedingslijnen op diverse plaatsen van de schakeling zo hoog worden dat de schakeling niet meer storingsvrij werkt, zelfs als de gestabiliseerde voeding een inwendige impedantie van nul ohm zou bezitten. Bij de zeer snelle dinamische veranderingen, die bij TTL-legika in het geding zijn, is de zelfinduktie van de voedingslinen (verbindingslijnen tussen de voeding en de print, maar ook de printsporen) niet meer te verwaarlozen (zie figuur 1a); bovendien ontstaat er koppeling via gedeelten van de voedingslijnen, welke bepaalde deelschakelingen gemeen hebben. Een lokale verstoring van de voedingsspanning kan dan terugwerken op een deelschakeling, die in een heel andere hoek van de print is 'geparkeerd'.
Figuur 1. De verbindingslijnen tussen de gestabiliseerde voeding (geheel rechts) en de schakeling (geheel links) hebben een bepaalde zelfinduktie. Indien het stroomverbruik van de schakeling snel en pulsvormig varieert, zoals bij logika-schakelingen, dan kunnen bij gebruik van een ontkoppelkondensator (figuur la) stoorspanningen op de voedingslijn ontstaan, welke tot de schakeling kunnen doordringen. Plaatsing van een weerstand in serie met de ontkoppelkondensator (figuur lb) leidt in de regel tot een aanzienlijke onderdrukking van deze stoorspanning.
Als het logische nivo van de uitgang van een TTL-poort verandert, betekent dit een statische stroomverandering van ca. 2 mA. Dit geeft aanleiding tot een onschuldige verandering van hooguit een paar mikrovolts op de voeding. Hoe anders is het gesteld tijdens de schakelflank (van 'hoog' naar 'laag' of omgekeerd). De zelfinduktie van de voedingslijnen is er de oorzaak van dat sttoomveranderingen induktiespanningen veroorzaken, die groter zijn naarmate de stroomveranderingen sneller verlopen; de tijdsduur van de verstoring op de voeding is groter naarmate de statische variatie groter is. De storingsmarges van de logika-schakelingen kunnen door deze tijdens het schakelen ontstane stoorspanningen overschreden worden en de schakeling (of een deel daarvan) gaat 'verboden dingen doen'. Men kan de stoorspanningen op de voeding onderdrukken door deze op diverse punten in de schakeling te ontkoppelen. In analoge schakelingen kan in de regel volstaan worden met ontkoppelkondensatoren van 10 à 100 n, liefst (dure) keramische schijfkondensatoren, maar de 'gewone' tipen voldoen in 9 van de 10 gevallen. In TTLschakelingen kan het gebruik van uitsluitend ontkoppelkondensatoren Leiden tot een probleemloze werking van de schakeling. Het kan echter ook mis gaan. De ontkoppelkondensator vormt met de zelfinduktie van de voedingslijn een kring, welke kan worden aangestoten in de resonantiefrekwentie tijdens het optreden van een schakelflank (zie figuur lb). Door de opslingering van de kring, kan de stoorspanning veel groter zijn dan in het geval dat helemaal geen ontkoppeling plaats vindt. Het middel kan dus erger dan de kwaal zijn!
De mate van opslingering hangt samen met de kwaliteitsfaktor (Q) van de kring; deze hangt op zijn beurt weer of van de kwaliteitsfaktor van de voedingslijn en de kwaliteit (verliesfaktor) van de toegepaste ontkoppelkondensator, welke per fabrikaat, per tipe en zelfs per eksemplaar kan verschillen.
De maatregel die men tegen het optreden van dergelijke 'wild' verlopende stoorspanningen kan nemen, is er op gericht, dat de eerdergenoemde kring overkritisch gedempt wordt, m.a.w. dat de kwaliteitsfaktor (Q) van de kring verlaagd wordt. Een van de mogelijkheden, die in de praktijk zijn nut heeft bewezen, is het plaatsen van een koolweerstand van 1 ohm in serie met de gebruikelijke ontkoppelkondensator van 10 a 100 nF. Vooral in schakelingen, welke TTL-IC's bevatten kan het zinvol zijn om in geval van twijfel over de goede (storingsvrije) werking van de schakeling bij een of meerdere IC's een serieschakeling van 1 ohm en 10 a 100 nF te plaatsen (zie figuur lb). Een alternatief, dat ook zeer goed blijkt te voldoen, is het bij diverse TTL-IC's plaatsen van elkootjes van een paar en een werkspanning van 6 à 10 Volt, bijvoorbeeld 10 µF/6,3 volt. Deze elko's zijn klein van afmetingen; de zelfinduktie van de opgerolde folie blijft laag en de 'ingebouwde' serieweerstand is kennelijk groot genoeg om voldoende kringdemping te realiseren. Het voordeel van deze elko-ontkoppeling boven de eerder genoemde serieschakeling is, dat de ladingsreserve door de veel grotere kapaciteit aanzienlijk hoger is dan bij gebruik van ontkoppelkondensatoren van 10 à 100 nF, zodat sprongvormige belastingsstromen beter en op de meest geschikte plaats door de voeding worden opgevangen. De afmetingen van de elko spelen een grotere rol dan de kapaciteitswaarde; hoe kleiner de afmetingen des te beter.
Een andere maatregel die leidt tot onderdrukking van stoorspanningen op de voeding is het verlagen van de zelfinduktie van de voedingslijnen, door daarvoor dun draad te gebruiken. De kwaliteitsfaktor van dun draad is lager omdat dan de verhouding tussen weer-stand en zelfinduktie groter wordt. Verder is het te overwegen om op de print in meerdere aansluitingen op dezelfde voedingsspanning te voorzien, of voor iedere groep IC's een apart printspoor naar het centrale voedingsaansluitpunt te leggen (uiteraard met de nodige ontkoppeling). De achtergrond hiervan is dat er ongewenste koppeling via de voedingslijn kan optreden tussen aktieve komponenten, die organisch tot verschillende 'hoeken van het principeschema' horen, indien de voedingsspanningen in de schakeling van een aftakrail worden afgenomen. In figuur 2 is het verschil tussen beide sistemen geillustreerd. In audio-versterkers kan een soortgelijk koppelverschijnsel via de voeding plaatsvinden, waarvan het hoorbare effekt bekend staat onder de naam 'motorboating'.
Figuur 2. Ondanks de nodige ontkoppel-maatregelen kan in het sisteem van figuur 2a koppeling via de voeding tussen de diverse deelschakelingen (A, B, C ) optreden. In figuur 2b is aan dit bezwaar grotendeels tegemoet gekomen. Nu vormen alleen nog de verbindingslijnen met de gestabiliseerde voeding een gemeenschappelijke koppelimpedantie.
Met name in komplekse (TTL) logische schakelingen, welke op meerdere printen zijn ondergebracht, kan het leeuwedeel van de eerder genoemde koppel- en ontkoppelproblemen voorkomen worden door voor iedere deelschakeling (print) een aparte voeding te realiseren Con card stabilizing' zeggen de Amerikanen). Er is dan nauwelijks meer sprake van enige koppeling via de voeding tussen de diverse deelschakelingen. In TTL-sistemen valt dan te denken aan het toepassen van betrekkelijk goedkope gentegreerde 5 volts-spanningsstabilisatoren (bijvoorbeeld het tipe LM 309K), welke op iedere print worden ondergebracht. In verband met de 'verdeelde' dissipatie (warmteontwikkeling) is koeling van de stabilisatoren in de regel niet nodig, zodat deze 'overvoeding' met niet al te groot ruimteverlies gepaard gaat.
Ontkoppeldiode
Op de afvlak-kondensator C1 van de gelijkrichtschakeling van figuur 3 staat een gelijkspanning, waarop bij gelijkstroombelasting van de schakeling een min of meer zaagtandvormige wisselspanning is geënt. De top-topwaarde Δ V van deze rimpelspanning (zie figuur 5) is groter naarmate de gelijkstroomafname I1 + I2 groter is en kleiner naarmate C1 een grotere (buffer-)kapaciteit heeft.
Figuur 3. De rimpelspanning over de bufferkondensator C1 van deze gelijkrichtschakeling, welke ontstaat omdat aan dit punt een relatief hoge gelijkstroom I1 onttrokken wordt, kan worden onderdrukt met een laagdoorlaatfilter, gevormd door Al en C2. De rimpelspanning op het punt 2 is lager naarmate R1 en/of C2 groter is.
Een vrijwel 'rimpelloze' voedingsspanning kan uit de spanning op C1(+1) worden verkregen door tussenschakeling van een RC-laagdoorlaagfilter. Hoe groter de waarde van R1 en/of van C2 in figuur 3, des te beter de filterwerking en des te meer de voedingsspanning '+2' op een echte gelijkspanning gaat lijken. Een nadeel van deze aanpak kan zijn dat door de spanningsval over R1 (als gevolg van de gelijkstroom 12) de spanning op punt 2 van figuur 3 altijd lager is dan de spanning op punt 1. Vooral in audio-eindversterkers kan dit een bezwaar zijn.
In de schakeling van figuur 4 is aan bovengenoemd bezwaar grotendeels tegemoet gekomen. De weerstand R1 is vervangen door een diode D, eventueel met een kleine serieweerstand. Het spanningsverschil tussen punt 1 en punt 2 blijft nu beperkt tot maksimaal de drempelspanning van D (ca. 0,6 volt voor een siliciumdiode). Het spanningsverloop van punt 2 is in figuur 6 geschetst. Zolang de spanning op punt 2 hoger is dan het verschil tussen de spanning op punt 1 en de drempelspanning van D, is de diode gesperd; het punt 2 is van punt 1 geisoleerd. De spanning over C2 daalt omdat C2 zich ontlaadt over de weerstand RL, welke de gelijkstroombelasting voorstelt. (Als de spanning op punt 2 40 volt bedraagt en als de gelijkstroom 12 20 mA is, dan is RL gelijk aan 2 kn.) De daalsnelheid van de spanning op punt 2 hangt samen met het produkt van RL en C2. Kondensator C2 kan zodanig gedimensioneerd worden, dat het ettelijke sekonden kan duren voordat de spanning over C2 zover gedaald is, dat diode D in geleiding komt en C2 weer opgeladen wordt tot een spanning, die gelijk is aan de topwaarde van de spanning op punt 1, verminderd met de drempelspanning roan D. Op deze manier is dus een vrijwel smetteloze gelijkspanning verkregen, die op een fraktie na gelijk is aan de spanning over de buffer-elko, welke bepaald niet 'van vreemde smetten' vrij is.
Figuur 4. De weerstand R1 uit de schakeling van figuur 2 is vervangen door de ontkoppeldiode. Daardoor blijft het spanningsverlies beperkt tot hoogstens 0,6 volt, de drempelspanning van een siliciumdiode.
Figuur 5. Het spanningsverloop op de punten 1 van de schakelingen volgens figuur 3 en figuur 4. De rimpelspanning AV is groter naarmate de som van de stromen en 12 grater is en kleiner naarmate C1 een grotere kapaciteit heeft.
Figuur 6. Het spanningsverloop op het punt 2 van de schakeling volgens figuur 4. De rimpelspanning blijft beperkt tot ca. 0,6 volt; de periodeduur van de rimpel kan door een geschikte keuze van C2 zeer groot worden.
Figuur 7. Een drietal metoden om HF-ontkoppeling van de voedingslijn te realiseren. Deze berusten op de aanname, dat de te voeden (deel-lschakeling een min of meer smalle frekwentieband verwerkt.
HF-ontkoppeling
In hoogfrekwent-schakelingen dient tot elke prijs vermeden te worden, dat er HF-signalen op de voedingslijn terecht komen. Naast de eerder genoemde verschijnselen moet bij dergelijke hoge frekwenties met straling rekening worden gehouden: De voedingslijnen werken als antenne en andere punten van de schakeling werken onbedoeld als ontvanger. Hoogfrekwent-schakelingen dienen zo veel mogelijk te worden opgesplitst in units; per unit wordt dan een bepaalde frekwentie (of een zo klein mogelijk frekwentiegebied) verwerkt. De 'plus' van iedere unit wordt via een LCparallelkring op de voedingslijn aangesloten. De resonantiefrekwentie van de kring moet dan overeenkomen met de frekwentie, welke in de unit wordt verwerkt (bijvoorbeeld 10,7 MHz voor een FM-middenfrekwenttrap; zie figuur 7a). In de praktijk wordt deze parallelkring vaak gevormd door de zelfinduktie en de parasitaire kapaciteit Ivan een smoorspoel.
Voor units met een grotere frekwentieomvang is het nodig om meerdere parallelkringen (meerdere smoorspoelen) in serie te plaatsen (zie figuur 7b). Voor zeer hoge frekwenties is het vaak gewenst om de ontkoppeling volgens figuur 7a of 7b uit te breiden met een seriekring (zie figuur 7c). Daarbij wordt de zelfinduktie van de seriekring gerealiseerd door de juiste lengte te kiezen voor de aansluitdraden van de ontkoppelkondensator.