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Vorspannen von Halbleiter-Verstärkern für linearen Betrieb

Wie bei Röhren-Leistungsverstärkern ist auch bei Halbleiter-Verstärkern die exakte Festlegung des Arbeitspunktes für linearen, verzerrungsfreien Betrieb entscheidend. Was dabei beachtet werden muß und wie man das Problem schaltungstechnisch löst erläutert dieser Beitrag.

Einleitung

Alle Halbleiterschaltungen, die im linearen Verstärkerbetrieb arbeiten sollen, müssen mit einer bestimmten "Vorwärts-Vorspannung"(Leerlaufstrom) beaufschlagt werden, um ihre Arbeitpunkte in den linearen Bereich der Übertragungskurve zu legen. Bipolartransistoren benötigen eine Konstantspannungsquelle, während MOSFETs mit einfachenWiderstandsteiler-Netzwerken vorgespannt werden können. Beide Verfahren werden jedoch in dem Augenblick komplexer, in dem Temperaturstabilität gefordert wird. Anwendungen, in denen lineare Verstärker benötigt werden, sind z. B. alle amplitudenmodulierten Kommunikation- und Rundfunksysteme, Magnetresonanzsysteme für die Medizin (SpinTomographen), TV-Sender, Verstärker, digitale Funktelefone und Signalquellen für die Meßtechnik. Die genannten Schaltungsbeispiele reichen von sehr einfachen Aufbauten bis zu komplexen Regelkreissystemen.

Lineare Bipolarverstärker

Da der Basisstrom eines Bipolartransistors gleich IC (Spitze)/hFE ist, muß die BasisVorspannungsversorgung diesen Strom ohne wesentliche Schwankungen in der BasisEmitter-Spannung zwischen den Zuständen "kein Signal" und "maximales Signal" liefern können. Dies erfordert eine Konstanspannungsquelle, da Schwankungen von wenigen Millivolt bereits einen großen Teil des typischen Wertes von nominell 0,63 - 0,67 V ausmachen.

Abhängig von den Spezifikationen der jeweiligen Anwendung werden verschieden hohe Anforderungen an die Vorspannungsquelle gestellt. In manchen Fällen wird ein großer Kondensator in die Vorspannungsversorgung eingefügt, um deren AC-Impedanz weiter zu verringern. Hierdurch wird jedoch die Impedanz abhängig von der Modulationsfrequenz, so daß diese Lösung nur in solchen Anwendungen sinnvoll ist, in denen eine Modulationsfrequenz im mittleren bis hohen Audiofrequenzbereichverwendet wird.

Eine sehr einfache Vorspannungsschaltung für Bipolartransistoren(4),(5),(6) zeigt Bild 1a. Sie verwendet eine Klemmdiode zur Herstellung einer Spannungsquelle mit niedriger Impedanz. Der DiodenDurchlaßstrom muß größer als der Basis-Spitzenstrom des Transistors sein. Dieser Strom wird mit R2 abgeglichen, und der kombinierte Widerstand von RFC1 und R1 dient zur Verringerung der tatsächlichen Basisspannung auf einen etwas geringeren Wert als die Durchlaßspannung von D1. Die Diode kann mechanisch mit dem Kühlkörper des Transistorgehäuses verbunden werden, so daß sie eine Temperaturkompensation für Q1 vornehmen kann. Diese Konfiguration erbringt zufriedenstellende Ergebnisse, obwohl Q1 und D1 die gleichen DC-Parameter haben sollten, um ein ideales Temperaturverhalten zu erzielen. Ein Nachteil der Schaltung in Bild 1a ist ihr geringer Wirkungsgrad, besonders beim Vorspannen von Hochleistungsbauteilen, da (Vcc x b) x Ib(max) immer als Verlustleistung in den Widerständen zur Spannungreduzierung verbraucht wird.

Abb 1
Bild 1: zwei einfache Vorspannungsquellen für Bipolartransistoren. Die Schaltung la verwendet nur passive Bauteile, hat jedoch einen geringen Wirkungsgrad. Die Schaltung 1b arbeitet effizienter, ist jedoch etwas komplexer

Dieser Schwachpunkt der Schaltung in Bild la kann dadurch vermieden werden, daß man den Klemmdioden-Strom mit einem Emitterfolger(1)(2) verstärkt, wie Bild 1b zeigt. Dazu werden zwei in Serie geschaltete Dioden (D1 - D2) benötigt, da eine davon den Spannungsabfall VBE(f) in Q1 kompensieren muß. In diesem Fall können Niederstrom-Signaldioden verwendet werden, deren Durchlaßstrom I(bias)/hFE(Q 1) beträgt. Die besten Ergebnisse werden erzielt, wenn hFE von Q1 bis zum geforderten maximalen Vorspannungsstrom linear ist; in Systemen mit höherer Leistung muß hierzu eine Kühlung vorgesehen werden. Idealerweise sollten Q1 und eine der in Serie geschalteten Dioden auf Umgebungstemperatur bleiben, während die andere Diode (D1 oder D2) zur Temperaturkompensation des HF-Bauteils dienen kann. Ein wirksames und schnell ansprechendes System erhält man, wenn die Diode (mit langen Anschlußdrähten) neben dem HF-Transistor plaziert wird. Die Anschlüsse können durch Biegen so geformt werde, daß der Diodenkörper gegen den Keramikdeckel des HF-Transistors gedrückt und mit wärmeleitendem Epoxidharz festgeklebt werden kann. R1 legt den Vorspannungs-Leerlaufstrom fest, R2 begrenzt dessen Abgleichbereich. Der Wert von R2 richtet sich nach der verwendeten Versorgungsspannung. C1 und RFC verhindern, daß das HF-Signal zu Q1 gelangt.

Abb 2
Bild 2: Diese Schaltung ist eine der weniger komplexen mit der niedrigsten Quellimpedanz. Sie wird daher zum Vorspannen von Leistungsbauteilen und für anspruchsvolle Anwendungen empfohlen

Abb 3
Bild 3: Vorspannungsquelle mit IC. Der Leerlaufstrom bleibt unabhängig von der Versorgungsspannung konstant. Die Quellimpedanz richtet sich hauptsächlich nach dem hFE von Q1

Eine weitere, ebenfalls recht einfache Vorspannungsquelle(3) für Bipolartransistoren zeigt Bild 2. Ihre Ausgangsspannung entspricht dem Basis-Emitter-Spannungsabfall von Q1 plus dem Spannungsabfall an R3. R1 ist so zu wählen, daß er einen ausreichenden Basis-Treiberstrom für Q2 liefert, der durch hFE bestimmt wird. Dieser Strom liegt normalerweise im Bereich von einigen Milliampere. Q1 kann daher ein beliebiger Kleinsignaltransistor sein, der sich aufgrund seiner Bauform leicht auf dem Kühlkörper oder HF-Transistorgehäuse montieren läßt und zur Temperaturkompensation verwendet kann. Die einzige Bedingung ist, daß VBE(f) bei diesem Strom niedriger als VBE(f) des HF-Transistors bei dessen Vorspannungs-Strom sein muß. Der maximale Strom richtet sich nach Q2 und R2. Die Verlustleistung von Q2 kann bis zu einigen Watt betragen, so daß in den meisten Fällen ein Kühlkörper erforderlich ist; hierbei ist jedoch auf eine elektrische Trennung vom Massepotential zu achten. Der Wert von R2 berechnet sich als

(VCE - VCE(sat)/Ib.

C1 bis C3 sind eine Vorsichtsmaßnahme gegen Hochfrequenzschwingungen, können aber, je nach verwendeten Transistoren und abhängig vom Schaltungslayout, auch entfallen. Für die Ausgangs-Quellimpedanz dieser Schaltung in Verbindung mit einem 300-W-Verstärker wurden niedrige Werte von 200 - 300 mΩ errechnet.

Komplexere Vorspannungsquellen können ein Spannungsregler-IC enthalten(2). Meist ist eine Transistorstufe erforderlich, um den Strom zu verstärken und die Quellimpedanz zu verringern. Die heute verfügbaren Hochstrom-Spannungsregler wie z. B. LM317, LM337, usw. wurden vom Verfasser nicht auf ihre Eignung für die vorliegende Anwendung untersucht. Die Schaltung in Bild 3 verwendet ein Regler-IC vom Typ 723, der mit verschiedenen Typen-Präfixen von mehreren Herstellern angeboten wird. Dieses IC wird seit den frühen 70er Jahren für Bipolar-Vorspannungsquellen und in jüngerer Zeit auch zum Vorspannen von MOSFETs eingesetzt.

Der 723 ist für eine minimale Ausgangsspannung Vout von 2 V spezifiziert, die jedoch mit entsprechenden Schaltungsmodifikationen auf weniger als 0,5 V gesenkt werden kann. Diese Art von Vorspannungsquelle bietet folgende Vorteile:

  1. Sehr niedrige Quellimpedanz zu relativ geringen Kosten.
  2. Unabhängigkeit der Vorspannung von Schwankungen der Versorgungsspannung.
  3. Einfach zu realisierende Temperaturkompensation. In Bild 3 übernimmt D1 diese Aufgabe. Sie sollte daher einen thermischen Kontakt zur Wärmequelle haben. Hier kann die gleiche Technik wie bei der Schaltung in Bild 1b angewandt werden.

Abhängig vom geforderten Strom und dem verwendeten Transistor muß Q1 gekühlt werden. Er hat einen positiven Temperaturkoffizienten gegenüber der Vorspannung, der jedoch angesichts des negativen Koeffizienten von D1 vernachlässigt werden kann. Daher kann Q1 am Hauptkühlkörper befestigt werden. R1 und D2 sind nur erforderlich, wenn der HF-Verstärker mit einer höheren Versorgungsspannung als 40 V, der maximal zulässigen Spannung für den Spannungregler, betrieben wird.

Vorspannen von MOSFETs

Da MOSFETs mit Gate-Schwellspannungen von bis zu 5 oder 6 V arbeiten, müssen sie in den meisten Anwendungen vorgespannt werden. Sie können zwar auch ohne Gate-Vorspannung ("Klasse B"-Betrieb), jedoch dann nur mit einer niedrigen Leistungsverstärkung betrieben werden. In diesem Fall muß der Eingangsspannungsbereich so groß sein, daß die Signalamplitude das Gate von 0 V bis über die Schwellspannung aussteuern kann. Der Drain-Wirkungsgrad ist gewöhnlich besser als in anderen Betriebsarten. Besonders bei Übersteuerung wird manchmal "Klasse D"-Betrieb erreicht.

Nicht vorgespannte Verstärker werden oft für FM- oder CW-Anwendungen eingesetzt, wobei Wirkungsgrade von über 80% nicht ungewöhnlich sind. Beim "Klasse B"-Betrieb wird die Vorspannung geringfügig niedriger als der Schwellwert gewählt, so daß kein Drain-Leerlaufstrom fließt. Die Leistungsverstärkung ist höher als im "Klasse C"-Betrieb, aber der Drain-Wirkungsgrad ist um 10 -15 % geringer. "Klasse B"-Betrieb eignet sich nur für FM- und CW-Betrieb. Zwischen diesen beiden Betriebsarten muß der Anwender den richtigen Kompromiß aus Leistungsverstärkung und Wirkungsgrad finden. Bei höheren Frequenzen, z. B. im UHF-Bereich, kann "Klasse B" oder sogar "Klasse AB" die beste Wahl sein. In "Klasse AB" liegt die Gate-Vorspannung etwas höher als die Schwellspannung, so daß ein Leerlaufstrom fließt. Der Leerlaufstrom, der für den linearen Betrieb des Bausteins benötigt wird, kann normalerweise dem Datenblatt entnommen werden. In dieser Hinsicht reagieren MOSFETs wesentlich empfindlicher auf die Höhe des Leerlaufstroms als Bipolartransistoren. Sie erfordern auch etwas höhere Ströme als Bipolartransistoren von vergleichbarer elektrischer Größe.

Die Temperaturkompensation von MOSFETs läßt sich am besten bewerkstelligen. Das Verhältnis zwischen beiden richtet sich nach den Thermistor-Kennwerten und dem gfs des FETs. Die Anderung der Gate-Schwellspannung ist umgekehrt proportional zur Temperatur und beträgt etwa 1 mV/°C. Diese Änderungen wirken sich bei einem FET mit hohem gfs stärker auf IDQ aus als bei einem FET mit niedrigem gfs

Leider kommt erschwerend hinzu, daß gfs auch mit steigender Temperatur sinkt, so daß der Drain-Leerlaufstrom von zwei Variablen abhängt. Dessen ungeachtet kann die beschriebene Methode zur Temperaturkompensation so gestaltet werden, daß sie zufriedenstellend funktioniert und für die Produktion reproduzierbar ist. Der Thermistor wird neben der Wärmequelle plaziert und mit dieser thermisch verbunden, so wie es zuvor für die Kompensationsdioden bei den Bipolartransistoren beschrieben wurde. Bild 4 zeigt ein Beispiel für eine einfache MOSFET-Vorspannungsschaltung(2) der hier beschriebenen Art.

Abb 4
Bild 4: Eine einfache MOSFET-Vorspannungsschaltung mit einem Thermistor-WiderstandsNetzwerkfiirdie Temperaturkompensation (siehe Beschreibung im Text)

Die meisten MOSFET-Datenblätter liefern Angaben über Vgs(th) in Abhängigkeit von UD, jedoch werden nur typische Werte angegeben; gfs kann jedoch mehr als 100 % zwischen verschiedenen Bauteilen schwanken. Daher sollten die in der Produktion verwendeten Bauteile Werte für gfs aufweisen, die in Bezug auf den oben genannten Parameter um nicht mehr als 20% variieren. Andernfalls muß jeder Verstärker einzeln auf sein Temperaturverhalten überprüft werden. Einige Hersteller wie z. B. Motorola liefern HF-Leistungs-MOSFETs mit abgestimmten gfs, die durch Farbcodierungen markiert sind.

Bild 5 zeigt eine typische MOSFET-Vorspannungsquelle mit dem Regler-IC 723(2), dessen Einsatz zum Vorspannen von Bipolartransistoren bereits an früherer Stelle beschrieben wurde. Da ein MOSFET keinen Gate-Vorspannungsstrom aufnimmt (außer als Leckstrom), konnte der Transistor Q1 entfallen und D1 wurde durch die Kombination R5-R6 ersetzt. Die Werte anderer passiver Komponenten wurden so angepaßt, daß eine Ausgangsspannung von 8 V erzielt wird. Die Steigung der Temperaturkurve wird durch das Verhältnis des in Serie geschalteten Widerstands R5 und des Thermistors R6 bestimmt. Neben der Lieferung einer konstanten Vorspannung übernimmt diese Schaltung auch die Vorspannungsregelung bei Schwankungen der Versorgungsspannung.

Abb 5
Bild 5: Eine etwas komplexere MOSFETVorspannungsschaltung mit Spannungsregler-IC. Ein Thermistor dient zum Temperaturausgleich

Bild 6 zeigt einen Regelkreis für die MOSFET-Vorspannung. Diese Schaltung bietet eine automatische und präzise Temperaturkompensation für jeden MOSFET, unabhängig von dessen elektrischer Größe und gfs. Dazu müssen keine Temperaturfühler am Kühlkörper oder am Transistorgehäuse angebracht werden. Innerhalb des Verstärkers können sogar verschiedene FETs mit verschiedenen Gate-Schwellspannungen verwendet werden, ohne daß dies die Höhe des Leerlaufstroms beeinflußt. Der Gate-Schwellspannungsbereich beträgt etwa f 0,5 V bei einer einzigen Anfangseinstellung des Leerlaufstroms. Dies bedeutet, daß die Gate-Schwellspannung aus verschiedenen Gründen innerhalb dieser Grenzen kurz- oder langfristig variieren kann. Neben der Temperatur wirken sich auch andere Faktoren auf Vfs(th) aus, wie Feuchtigkeit, Luftdruck, usw.

Abb 6
Bild 6: Automatischer Vorspannungs-Regelkreis für MOSFET-Leistungsverstärker. Die Schaltung bietet automatische Temperaturkompensation ohne Temperaturfühler sowie die Möglichkeit, FETs mit verschiedenen elektrischen Großen und Versorgungsspannungen einzusetzen

Die Schaltung in Bild 6 arbeitet nach folgendem Prinzip: Der Ruhestrom des MOSFETVerstärkers wird zunächst mit R8 auf "Klasse A", "Klasse AB" oder auf einen anderen Wert innerhalb dieser Vorspannungsgrenzen eingestellt. Hierdurch wird auch eine stabile Spannungsreferenz für den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers U1 hergestellt. Dies führt zu einem Stromfluß durch R1, der einen proportionalen Spannungsabfall bewirkt. Diese Spannung liegt am nichtinvertierenden Eingang von U1, sodaß dessen Ausgang der Spannung zwar in der Polarität, jedoch nicht in der Amplitude, folgt. Aufgrund der Spannungsverstärkung von U1, der ohne Gegenkopplung arbeitet, sind die Änderungen der Ausgangsspannung wesentlich höher als die entsprechenden Schwankungen an R1. Wenn daher der durch R1 fließende Strom aus irgendeinem Grund ansteigt, sinkt der Teil der Aussgangsspannung von U 1, der am Gate-Vorspannungseingang des Verstärkers anliegt, auf einen niedrigeren Wert und hält dadurch den durch R1 fließenden Strom auf seinem ursprünglichen Wert. Eine solche Regelung erfolgt auch in umgekehrter Richtung.

Die Werte für den Widerstandsteiler R5 - R6 wurden so gewählt, daß sich bei vollem Ausgangsspannungshub von U1 ein Bereich von ±0,5 V am FET-Gate ergibt. Dieser größere Spannungsbereich wird benötigt, um eine negative Vorspannung am Gate des P-Kanal-FETs Q1 zu erzeugen und diesen um so "härter" einzuschalten, je höher der durch R1 fließende Strom ist. Der Einschaltwiderstand rDS(on) von Q 1, der pro 1 V Gate-Spannungserhöhung um bis zu 50% abnehmen kann (je nach Einstellung des Arbeitspunktes mit R4), dient zusammen mit dem parallel liegenden R1 als spannungsgesteuerter Widerstand. Sein maximaler Wert beträgt R1, während der minimale Wert von R1 und dem parallelen rDS(on)(Q1) weniger als 0,2 4 bei 10 Ampere betragen kann. Der Wert von R1 richtet sich nach dem gewünschten Leerlaufstrom und der Kombination R2 bis R4. R4 wird nur einmal von seinem größten Wert aus in Bezug auf VGS(th) und andere Parameter von Q1 soweit verändert, bis der vorher eingestellte Leerlaufstrom anfängt anzusteigen. Bei richtiger Auswahl der Bauteile kann die Gate-Vorspannung bei HF-Ansteuerung vom Leerlaufstrom-Pegel bis zum maximalen Drainstrom konstant gehalten werden oder sogar (falls gewünscht) ansteigen. Statt des p-Kanal-Fets (Q1) kann auch ein bipolarer Darlington-Transistor wie z. B. der MJH6085 verwendet werden, jedoch muß sein hFE mindestens 3000 - 4000 betragen, damit er von U1 angesteuert werden kann.

Zusammenfassung

Die in diesem Artikel beschriebenen Schaltungen sind grundlegender Natur und könen für spezifische Anwendungen Verfeinerungen oder Änderungen erforderlichmachen. Gleichungen zur Berechnung der Bauteilwerte für die meisten der hier beschriebenen Schaltungen können der angegebenen Literatur entnommen werden. Für die Schaltung in Bild 6 existiert nach Kennnmis des Verfassers bisher noch keine Beschreibung.

Viele dieser Schaltungen werden in verschiedenen Formen von der Industrie seit Jahren eingesetzt, aber die Entwickler sind ständig auf der Suche nach einfacheren und besseren Vorspannungsquellen für Halbleiterverstärker. Eine Möglichkeit könnte eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) in Form eines SMART-Power-Bausteins sein. Diese ICs erfreuen sich zunehmender Beliebtheit und werden von verschiedenen Herstellern, darunter auch Motorola, angeboten. Sie werden meistens für die Automobilelektronik entwickelt.

Eine geeignete integrierte Schaltung könnte sicherlich die Anforderungen zum Vorspannen von Bipolartransistoren und MOSFETs erfüllen und dabei alle in diesem Beitrag beschriebenen Merkmale bieten. Es ist allerding ungewiß, ob der derzeitige Markt eine solche IC-Entwicklung rechtfertigen würde.

Literatur

  1. Steve Chambers, "A 1000W-Solid-State Power Amplifier", Electronic Design, April 1974
  2. Motorola, RF Device Data Manual, DL110, Rev. 3, Vol. II
  3. Philips, RF Power Transistors Data Handbook, 1989
  4. Octavius Pitzalis, jr. , "Broadband 60-W HF Linear Amplifier", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Juni 1971
  5. RCA, Power Circuits, D. C. to Microwave. Technical Series SP-51, 1969
  6. RCA, Application Note AN-4591
  7. TRW, Application Note CT-129, 1973
  8. TRW, RF Devices (European Edition), 1985

Helge O. Granberg Motorola SPS, Phoenix