HF-vermogenstransistoren 2
CQ-PA nummer 1/1971, blz. 4. e.v., bevatte een artikel over terminologie en toepassing van HF-vermogenstransistoren. De oorspronkelijke opzet was om in dit vervolg een meertrapsversterker, inklusief print lay-out, te beschrijven, doch het leek ons verstandiger eerst nog wat theorie te geven, teneinde een beter begrip van de circuits te verkrijgen en u de mogelijkheid te bieden zelf een en ander te ontwerpen. We starten met het geven van een vervangingsschema, waarna voor een groep transistoren de ingangs- en belastingsimpedanties gegeven worden voor 145 MHz. Deze waardes maken het mogelijk zelf, met behulp van de formules uit dit artikel, de diverse trimmers en spoeltjes te berekenen. Tot slot wordt nog iets vermeld over de methoden die Leiden tot een stabiele schakeling.
HF Vervangingsschema
Het elektrische inwendige van een vermogenstransistor, werkend in g.e.s. als VHF klasse B versterker is een complex geheel van zelfinducties, condensatoren en weerstanden.
Een dergelijk samenstelsel kan redelijk benaderd worden door het vervangingsschema uit figuur 1. Men noemt dit een hybrid circuit. In een eenvoudiger vorm werd het in 1954 door Giacoletto toegepast voor Germanium-transistoren. Enigszins uitgebreid leent het rich uitstekend voor toepassing op een silicon planar epitaxiaal transistor. De grootheden hebben voor de diverse typen steeds weer andere waarden en zijn soms frequentieafhankelijk.
Fig. 1.
Voor het berekenen van in- en uitgangsnetwerken dienen we op de hoogte te zijn van de ingangs- en belastingsimpedanties van de toegepaste transistor. Transistorhandboeken geven deze waardes tegenwoordig wel, doch voor frequenties die ons amateurs minder interesseren. In het overzicht vindt u deze waardes voor de emittergrid-transistoren op 145 MHz. Helaas beschikken wij niet over voldoende gegevens van de overlay-typen. U mag echter wel overeenkomstige uitgangsvermogens en voedingsspanningen met elkaar vergelijken zonder grove fouten te maken. De impedanties zijn in complexe vorm gegeven. Heeft u hier Been ervaring mee, dan is er in uw kennissenkring wel iemand te vinden, die u helpen kan.
| Type | Vb (V) | Po (W) | Rin (Ω) | jXin (Ω) | R1 (Ω) | jX1 (Ω) |
|---|---|---|---|---|---|---|
| BFS22 | 13,5 | 4 | 3,8 | +j0,75 | 25 | +j37 |
| BLY87 | 13,5 | 8 | 2,5 | +j1,1 | 17 | +j20 |
| BLY88 | 13,5 | 15 | 1,5 | +j2,2 | 8 | +j28 |
| BLY89 | 13,5 | 23 | 1,3 | +j1,7 | 5 | +j61 |
| BFS23 | 28 | 4 | 3,1 | +j2,2 | 90 | +j75 |
| BLY91 | 28 | 8 | 2,7 | +j0,3 | 55 | +j55 |
| BLY92 | 28 | 15 | 1,5 | +j1,3 | 27 | +j32 |
| BLY93 | 28 | 23 | 1,4 | +j1,2 | 18 | +j25 |
Berekening van in- en uitgangsnetwerken
Figuur 2 toont een enkeltrapsversterker met zijn ingangs- en uitgangsnetwerk in eenvoudige worm. Het is een praktische oplossing, die goed voldoet. Het blijkt op deze manier mogelijk - uitgaande van vier trimmers met gelijk regelbereik - enerzijds correcte aanpassing van lage impedanties te verkrijgen en anderzijds met het uitgangsnetwerk een groot deel van de harmonischen te onderdrukken.
Fig. 2.
De gebruikelijke formules voor de berekening van deze trappen treft u hierbij aan.
Ingangsnetwerk
Fig. 3.
(alle verliezen verwaarloosd)
De volgende grootheden behoeven eerst wat verklaring:
Rpi Dit is de bronweerstand die de trap ziet. Dat kan in geval van storing over een coaxkabel b.v. 50 of 75 Ohm zijn. In meertrapsversterkers kan deze waarde oplopen tot enige honderden ohms. Hier komen we nog op terug.
Qw Voor u een en ander berekent, dient u een z. g. belaste Q-factor vast te stellen. Het is aan te tonen dat een waarde tussen 5 en 10 een goede keus is.
ω Dit is de hoekfrequentie, uitgedrukt in radialen. ω = 2πf radialen. Hierin is π = 3,14 en f de werkfrequentie. Op 145 MHz wordt ω = 9,11 × 108 radialen.
Voorwaarde hierbij is dat: 
Uitgangsnetwerk
(alle verliezen verwaarloosd)
Fig. 4
Fig. 5
De belastingsweerstand, die de transistor tussen collector en aarde moet zien, bestaat uit een weerstand (Ri) en een susceptantie (Xi) parallel. Bij benadering is R1 te here - kenen met de uitdrukking:
Hierin is Vce nagenoeg gelijk aan Vb en Po het uitgangsvermogen.
Om de praktische zelfinduktie L2 te kunnen berekenen, moeten we eerst de parallelschakeling omzetten in een serieschakeling.
Ro is de weerstand waarin de energie gedissipeerd wordt, Welke de transistor levert, bijv. de stralingsweerstand van de antenne.
Netwerken voor gelijkstroominstelling
De voedingsspanning Vb en de eventuele instelspanningen dienen zodanig aan de transistor te worden toegevoerd, dat de HF-werking van het circuit er niet door wordt beïnvloed. D.w.z. dat we niet naar willekeur smoorspoelen en ontkoppelcondensatoren mogen kiezen. Onjuiste keuze kan leiden tot parasitaire oscillaties op frequenties die ver beneden de werkfrequentie liggen (1-20 MHz). Dit is te wijten aan het feit, dat HF-vermogenstransistoren meestal worden toegepast in een gebied waar de stroomversterking (hFE) omgekeerd evenredig is met de frequentie.
We gaan bijv. er vanuit, dat een circuit alleen maar een basis- en collector-smoorspoel bevat (Lb, Lc), terwijl het uitgangsnetwerk verwaarloosbaar klein geacht wordt en tevens C een lage reactantie heeft (zie figuur 6).
Fig. 6.
Het is dan in te zien, dat de resterende Lb en Lc in combinatie met de collector-basiscapaciteit een Hartley oscillator kunnen vormen. Aantoonbaar is dat een dergelijk circuit alleen stabiel is voor:
Het is meestal wel eenvoudig een goed aangepaste versterker vrij te houden van oscilleren. We wensen echter ook stabiliteit bij misaanpassing (tot bijv. VSWR = 3) en dat is minder eenvoudig. De impedantie tussen collector en aarde kan zo hoog oplopen, dat de doorslagspanning bereikt kan worden.
Onder deze condities kunnen er parametrische oscillaties optreden, die veroorzaakt worden door het spanningsafhankelijke gedrag van de collector-basis- en emitter-basiscapaciteiten. Denk hierbij aan de varactorwerking, die zowel frequentiedeling als menging kan doen ontstaan. Deling kan optreden indien er een parasitaire kring op de sub-harmonische van de werkfrequentie is; bijv. gevormd door een smoorspoel geshunt met transistor- en circuitcapaciteiten. Menging kan optreden indien er afgestemde circuits aanwezig zijn, met als verschil de werkfrequenties.
Naast het juist kiezen van de collectorsmoorspoel kan parametrische oscillatie worden voorkomen door de volgende voorzieningen:
- Het tussen collector en aarde plaatsen van een capaciteit, die de invloed van de spanningsafhankelijkheid van de collectorcapaciteit verkleint. Nadeel is echter, dat het rendement hierdoor wordt verlaagd.
- Het toepassen van smoorspoelen en ontkoppelcondensatoren met lage Q-faktor voor frequenties, waarop oscillaties wensen op te treden.
Figuur 7 geeft een overzicht van de diverse praktische toegepaste mogelijkheden. In klasse C door middel van een emitterweerstand kan ontkoppeling geschieden door een (7a) of meerdere (7b) condensatoren parallel. In het laatste geval is het gewenst, dat een condensator serie-resonant is met de emitterzelfinductie, terwijl de andere (10-100 nF) oscillaties voorkomt indien de emitterimpedantie capacitief wordt. Voor gelijkstroominstelling van de basis kan een ferroxcube smoorspoel worden gebruikt (7c), met als eigenschappen lage Q-factor op frequenties rond 10-20 MHz en hoge parallelweerstand op de werkfrequenties. Variaties hierop zijn 7d en 7e. De collectorsmoorspoel in figuur 7f dient ongeveer 3 à 10 maal de impedantie van de collector belastingsweerstand R1 te hebben. De ontkoppelcondensator wordt dan 10-100 nF.
Fig. 7.
Een 10 Ohm weerstand in serie met de ontkoppelcondensator (7g) veroorzaakt voor lage frequenties een verliesweerstand voor de spoel (= lage Q), terwijl de ontkoppeling voor de werkfrequentie nu plaats vindt door een condensator die serie-resonant is (120 pF keramisch). Om een betere definitie van de minimum impedantie tussen voeding en aarde te verkrijgen (7h) wordt een ferroxcube smoorspoel toegevoegd.
Figuur 8 toont het uiteindelijk circuit, waarin alle hints verwerkt zijn en door u in principe berekend kan worden.
Fig. 8.
PA0CJB
PA0MJK.