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1. Vergleich der Frequenzaufbereitungs-Verfahren
Amateur-SSB-Geräte (Empfänger, Transceiver, Sender) für den Betrieb im 2-m-Band werden heute zweckmäßig mit nur einmaliger Signalüberlagerung aufgebaut. Gegenüber früheren Konzepten (Konverter-KW-Station-Transverter) können dadurch die Eigenschaften entscheidend verbessert werden. Auf der Senderseite können unerwünschte Nebenausstrahlungen bei der Signalaufbereitung mit einfacher Mischung weit weniger auftreten, als bei Doppel- oder Dreifachüberlagerung, weil nur ein einziger Oszillator vorhanden ist. Es werden sich daher wesentlich weniger unerwünschte Mischprodukte aus den Grund- und Oberwellen von Signal-und Oszillatorfrequenzen bilden. Dies gilt sinngemäß auch für die Empfängerseite; auch hier verringern sich die Nebenempfangs- und Pfeifstellen infolge des Einfachsuperprinzips. Auch bezüglich des Großsignalverhaltens ergeben sich Vorteile, da die Hauptselektion des Geräts (Quarzfilter) gleich nach der (einzigen) Mischstufe einsetzt.
Da beim Einfachsuper die Zwischenfrequenz einen festen Wert hat (Quarzfilter), die Betriebsfrequenz innerhalb des 2-m-Bandes jedoch variabel ist, muß die Oszillatorfrequenz ebenfalls variabel sein. Das benötigte Oszillatorsignal kann nach folgenden drei Verfahren erzeugt werden:
- Der frequenzvariable Oszillator (VFO) schwingt mit 1/2, 1/4 oder 1/6 der Oszillatorfrequenz; die Frequenz wird anschließend vervielfacht, (Beispiel: SE 600 von Braun).
- Die VFO-Frequenz wird nach dem Super-VFO-Prinzip mit einem Quarzsignal hochgemischt (z. B. Semco, DC6HL).
- Das Analyseverfahren, bei dem der Oszillator direkt mit der Endfrequenz schwingt.
Es sind auch Kombinationen zwischen diesen Verfahren möglich, wie zum Beispiel beim 80-Kanal-Rasteroszillator von DK1OF.
Das erste der genannten drei Verfahren weist eine ausgezeichnete Nebenwellenunterdrückung auf, stellt aber sehr hohe Anforderungen an die Frequenzstabilität des VFO, dessen Drift ja mitvervielfacht wird. Bei der zweiten Version besteht die Gefahr, daß sich unerwünschte Mischprodukte bilden. Deshalb ist hier ein relativ hoher Aufwand an Selektionsmitteln erforderlich, um das Nutzsignal hinreichend gut aus dem bei der Mischung entstehenden Spektrum herauszufiltern.
Verwendet man schließlich das Analyseprinzip, so lassen sich die erwähnten Schwierigkeiten umgehen. Die Frequenzstabilität eines Analyse-Oszillators wird nur vom VFO bestimmt, der mit einer relativ niedrigen Frequenz arbeiten kann. Eine hohe Nebenwellenfreiheit kann man erreichen, wenn man den Oszillator sorgfältig aufbaut.
2. Wirkungsweise des Analyse Oscillators
Bild 1 zeigt das Blockschaltbild des Analyse-Os zillators. Es handelt sich hier um eine PLL (phase locked loop)-Schaltung. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) schwingt direkt mit der Endfrequenz f (= Oszillatorfrequenz des Geräts), dadurch wird eine hohe Sicherheit gegen Nebenwellen erreicht. Die Frequenzstabilität dieses Oszillators ist unbedeutend, da er ständig über eine Kapazitätsdiode nachgestimmt wird. Die Drift muß nur so klein sein, daß der VCO nicht aus dem Haltebereich des Phasenregelkreises herausläuft. Das vom VCO erzeugte Signal wird in einer Mischstufe mit einem Quarzsignal fq in eine wesentlich tiefere Frequenz-lage umgesetzt. Wegen der relativ niedrigen Differenzfrequenz (VCO-Quarz) ist dies problemlos, es kann ein einfacher Eintaktmischer verwendet werden.
Bild 1: Blockschaltbild eines Analyse Oscillators
Die Differenzfrequenz gelangt über einen einfachen Tiefpaß zum Phasenkomparator, wo sie mit dem VFO-Signal verglichen wird. Wenn beide Frequenzen übereinstimmen, erscheint am Ausgang des Komparators eine Gleichspannung, die der Phasendifferenz der beiden Eingangssignale proportional ist. Diese Gleichspannung steuert - nachdem sie ein aktives Filter passiert hat - den VCO über dessen Kapazitätsdiode so nach, daß der Phasenwinkel zwischen VFO- und Differenzfrequenz konstant bleibt. Es liegt also ein rückgekoppeltes System (Regelkreis) vor. Damit der Regelkreis stabil bleibt (d. h. keine Regelschwingungen angefacht werden), muß der Frequenzgang des gesamten Systems bestimmte Forderungen erfüllen. Hierzu dient das aktive Filter, welches maßgeblich das dynamische Verhalten des Analyse-Oszillators bestimmt. Auf die Theorie und die mathematischen Zusammenhänge von PLL-Schaltungen soll hier nicht näher eingegangen werden. Es sei auf die einschlägige Spezialliteratur verwiesen (1...4).
Wie bereits erwähnt, ist der Phasenwinkel zwischen VFO- und Differenzfrequenz im eingerasteten Zustand konstant. Da nun allgemein der Frequenzunterschied zweier Schwingungen gleich der zeitlichen Ableitung der Phasendifferenz ist, müssen deshalb die beiden im Phasenkomparator verglichenen Frequenzen einander exakt gleich sein, das System weist also in Bezug auf die Frequenz keine "bleibende Regelabweichung" auf. Dies ist ein großer Vorteil der PLL-Technik gegenüber den Frequenzregelschaltungen, die mit Frequenzdiskriminatoren arbeiten.
Im Moment des Einschaltens besteht normalerweise eine derart große Abweichung zwischen Soll- und Istfrequenz des VCO, daß der Fangbereich des Phasenregelkreises nicht erreicht wird. Daher ist eine Anordnung notwendig, die den VCO zuerst grob in die Nähe seiner richtigen Frequenz führt. Früher benutzte man hierfür besondere "Suchoszillatoren"; heute gibt es Phasendiskriminatoren, die bei großen Abweichungen als Frequenzdiskriminatoren arbeiten. Erst wenn die Frequenzdifferenz hinreichend klein ist, wird auf "Phasenvergleich" umgeschaltet. Damit gelingt es, den Fangbereich des Phasenregelkreises gleich seinem Haltebereich zu machen. Solche Phasendetektoren sind als integrierte Schaltungen erhältlich. Besonders bekannt sind die Typen MC4044 (für TTL-Signale) von Motorola und CD4046 (in MOS-Technik) von RCA. Über Wirkungsweise und Anwendungen geben die entsprechenden Datenblätter und Applikationsberichte Auskunft.
3. Dimensionierung eines Analyse-Oszillators für das 2-meter-Band
Für den praktischen Stationsbetrieb hat sich die Aufteilung des 2-m-Bandes von 144 - 146 MHz in vier Bereiche von je 500 kHz Breite als zweckmäßig erwiesen. Zwar wird dadurch das Absuchen des Bandes etwas unbequemer als bei Geräten mit einem durchgehenden Bereich, aber bei dem üblichen Gleichwellenverkehr wird immer nur ein relativ schmaler Streifen des Bandes von Interesse sein. Außerdem sind dann die Anforderungen an die Präzision des VFO-Antriebs nicht so hoch und die Ablesegenauigkeit der Skala ist besser.
3.1. Wahl der Frequenzen für VFO und Quarzoscillator
Um den VFO ohne größeren Aufwand hinreichend frequenzstabil realisieren zu können, wird man ihn zweckmäßig im Bereich um 5 MHz schwingen lassen. Diese Frequenzlage wird auch bei früher veröffentlichten Super-VFO-Konzepten (z. B. DC6HL) benutzt. Die zwangsläufig in den Empfangsbereich fallenden Oberwellen des VFOs sind wegen der hohen Ordnungszahl (28. Harmonische) so schwach, daß sie bei geschicktem Aufbau im Empfängerrauschen verschwinden. Es ist nur darauf zu achten, daß die Oberwellen der Quarzoszillatoren nicht in die Empfangs- oder Spiegelfrequenz und die des VFO nicht in das ZF-Band fallen. Für eine Zwischenfrequenz von 9 MHz wird folgendes Frequenzschema vorgeschlagen (Angaben in MHz):
| Betriebsfrequenz | Oszillatorbereich | Quarzfrequenz | Quarz | VFO |
|---|---|---|---|---|
| 144,0 - 144,5 | 135,0 - 135,5 | 130,0 | 65,00 | 5,0 - 5,5 |
| 144,5 - 145,0 | 135,5 - 136,0 | 130,5 | 65,25 | 5,0 - 5,5 |
| 145,0 - 145,5 | 136,0 - 136,5 | 131,0 | 65,50 | 5,0 - 5,5 |
| 145,5 - 146,0 | 136,5 - 137,0 | 131,5 | 65,75 | 5,0 - 5,5 |
Bei einer Zwischenfrequenz von 10,7 MHz kann der VFO nicht im Bereich von 5,0 bis 5,5 MHz betrieben werden, weil die zweite Harmonische (10 bis 11 MHz) diese ZF stört. Deshalb wird hier der VFO zwischen 4,0 und 4,5 MHz abgestimmt. Damit ergibt sich der folgende Frequenzplan:
| Betriebsfrequenz | Oszillatorbereich | Quarzfrequenz | Quarz |
|---|---|---|---|
| 144,0 - 144,5 | 133,3 - 133,8 | 129,3 | 64,65 |
| 144,5 - 145,0 | 133,8 - 134,3 | 129,8 | 64,90 |
| 145,0 - 145,5 | 134,3 - 134,8 | 130,3 | 65,15 |
| 145,5 - 146,0 | 134,8 - 135,3 | 130,8 | 65,40 |
Auf den VFO selbst soll hier nicht näher eingegangen werden, weil hierzu schon genügend detaillierte Baubeschreibungen veröffentlicht wurden, z.B. (5). Es ist jeder abstimmbare Oszillator verwendbar (mit Kapazitätsdioden- oder Drehkondensator-Abstimmung), der etwa 100 mV an 50 Ω abgeben kann.
Zu einem späteren Zeitpunkt wird ein Rasteroszillator beschrieben, der den Bereich von 4,0 bis 4,5 MHz in Schritten von 25 kHz überstreicht und anstelle des VFO mit dem Analyse-Oszillator zusammengeschaltet werden kann. So entsteht ein 80-Kanal-Oszillator im 25-kHz-Raster für eine Zwischenfrequenz von 10,7 MHz.
Weiterhin ist ein Synthesizer denkbar, der den Bereich von 5,0 bis 5,5 MHz in 5-kHz-Schritten erzeugt (4 × 100 Kanäle), wobei zwischen den Rasterschritten interpoliert werden kann. Es ist allerdings fraglich, ob dieses Verfahren beim heutigen Stand der SSB-Betriebstechnik (kein vereinbartes Frequenzraster) nicht zu unbequem beim praktischen Stationsbetrieb ist.
3.2. Schaltungsbeschreibung
In Bild 2 ist der Schaltplan des Analyse-Oszillators dargestellt. Man erkennt oben vier Quarzoszillatoren in Huth-Kühn-Schaltung; sie werden über die Anschlüsse Pt101 bis Pt104 und einen Stufenschalter wahlweise an Masse geschaltet. Der gemeinsame Drainkreis läßt sich durch die Kapazitätsdiode D101 abstimmen, die erforderliche Abstimmspannung (Pt105) wird mit demselben Stufenschalter umgeschaltet.
Bild 2:
Die folgende Verdopplerstufe mit dem Transistor T105 liegt über einen induktiven Spannungsteiler am Drainkreis.
In der Mischstufe (T106) wird die Differenz zwischen Quarzsignal und VCO-Frequenz gebildet. Der VCO selbst besteht aus dem Transistor T108 und einem Schwingkreis (L104), der mit der Kapazitätsdiode D102 abgestimmt wird. Die VCO-Frequenz gelangt über die Trennstufe (T107) zum Mischer, über den Trennverstärker T109 zum Ausgang des Analyse-Oszillators.
Das in der Mischstufe (T106) gebildete Differenzsignal wird über einen Tiefpaß in Pi-Form der Impulsformerstufe mit dem Transistor T141 zugeführt. Als Ausgangs-Kapazität des Pi-Gliedes wirkt teilweise die Eingangskapazität des Transistors T141, der seinerseits den Phasendetektor (I141) steuert. Die Referenzfrequenz (vom VFO) gelangt über den Anschluß Pt142 und eine gleichartig aufgebaute Impulsformerstufe (T142) zum Referenzeingang des Phasendiskriminators. Die benötigte Versorgungsspannung von 5 V erzeugt ein integrierter Spannungsregler I142 (TO 5-Gehäuse mit drei Anschlußdrähten).
Ein einfacher RC-Tiefpaß gibt das Ausgangssignal des Phasenvergleichers geglättet an den zweistufigen Sourcefolger mit den Transistoren T143 und T144 weiter. Diese beiden Stufen dienen dazu, den Gleichspannungspegel um etwa 5 V anzuheben, denn die Ausgangsspannung von I141 liegt nur zwischen 0 und 2 V. Damit kann der nachfolgende Operationsverstärker I143 in seinem optimalen Arbeitsbereich (Eingangsspannung etwa gleich halber Versorgungsspannung) arbeiten. Der nichtinvertierende Eingang von I143 liegt durch die Z-Diode D141 an konstanter Spannung. Die benötigte Zenerspannung hängt von der pinch-off-Spannung der Transistoren T143 und T144 ab, liegt aber mit Sicherheit im Bereich zwischen 3,9 und 8,2 V. Näheres hierüber in Abschnitt 6.
Das RC-Netzwerk (R155, C150, C151) im Gegenkopplungszweig des Analogverstärkers I143 bestimmt den Frequenzgang des aktiven Filters; die angegebenen Werte wurden empirisch ermittelt. Die Kurzzeit-(Phasen-)Stabilität des AnalyseOszillators hängt hauptsächlich vom Verhältnis Phasenvergleichsfrequenz (= VFO-Frequenz) zu Grenzfrequenz des aktiven Tiefpasses ab. Dieses Verhältnis beträgt hier etwa 10 000, was ein sehr geringes Seitenbandrauschen erwarten läßt. Die bei einem gegebenen Frequenzsprung (z.B. beim Umschalten der Quarze) verstreichende Fangzeit (bis die Synchronisation wiederhergestellt ist) hängt ebenfalls von der Grenzfrequenz des Tiefpasses ab. Sie hat für einen 1-MHz-Sprung einen Wert von ca. 10 ms.
Die Ausgangsspannung des aktiven Filters steuert über die Kapazitätsdiode D102 die Frequenz des VCO nach. Für Abgleich- und Überwachungszwecke ist diese Abstimmspannung über Punkt Pt143 nach außen geführt.
4. Hinweise zu den Bauelementen
| T101 ... T104 | BF245A (TI), W245A (Siliconix) oder ähnlicher FET |
| T105 | BF224 |
| T106 ... T109 | BF245 A oder ähnlich |
| T141, T142 | 2N709, 2N914, BSY18 o. ä. schnelle Schalttransistoren |
| T143, T144 | BF245C oder ähnlich |
| D101, D102 | MV1622 (Motorola), BA149/8V2 (AEG-Tfk), BA110 oder ähnlich (ca. 9 pF/2 V) |
| D141 | Z-Diode der Reihe BZY 85 oder BZX 55 oder ähnlich, Werte siehe Text |
| I141 | MC4044P (Motorola) |
| I142 | LM309H (National Semiconductor) oder SG 309 H (Silicon General) |
| I143 | 741C (versch. Hersteller) oder TBA 221 B (Siemens) |
| Q101 ... Q104 | Quarze im Halter HC-6U, stehend eingelötet, Frequenz siehe Text |
| C104, C117, C120, C125 | keram. Scheibentrimmer 3 - 12 pF (10 mm ø) oder 3 - 13 pF (7 mm ø) oder Folientrimmer 2 - 13 pF (7 mm ø gelb) |
| 9 Stück Durchführungskondensatoren 2,2 nF oder mehr | |
| L101 | 9 Wdg., Anzapf bei 2¾ Wdg. vom kalten Ende |
| L102 | 7 Wdg., Anzapf bei ¾ Wdg. vom kalten Ende |
| L103 | 7 Wdg., Anzapf bei 6¼ Wdg. vom kalten Ende |
| L104 | 8 Wdg., 1. Anzapf bei 1¾ Wdg., 2. Anzapf bei 3¼ Wdg. vom k. Ende |
| L105 | 8 Wdg., Anzapf bei 3¼ Wdg. vom kalten Ende |
| L106 | Ferrit-Breitbanddrossel mit 6-Loch-Kern (Valvo 4312 020 36700) |
Alle Spulen sind rechtsdrehend auf einen 6-mm-Dorn gewickelt und freitragend eingelötet. 1 mm versilberter Kupferdraht, Windungsabstand ca. 1 mm.
5. Aufbauhinweise
Für den 2-m-Band-Analyse-Oszillator wurden die beiden Leiterplatten DK1OF 011 und 014 entwickelt. Sie sind nur einseitig mit Leiterbahnen versehen. Die Platte 011 trägt die vier Quarzoszillatoren mit dem zugehörigen Verdoppler, die Mischstufe, sowie den VCO und die beiden Trennstufen (Bild 3). Auf der Platte 014 sind die beiden Impulsformer, der Phasendetektor und das aktive Filter angeordnet. Ihr Bestückungsplan ist in Bild 4 dargestellt. Die Fotografie (Bild 5) zeigt einen Probeaufbau mit etwas abweichenden Leiterplatten. Sie sind mit einer Breitseite direkt an das dazwischenliegende Abschirmblech gelötet. Die verbleibenden Seiten der Leiterplatten werden ebenfalls mit einer umlaufenden Abschirmung versehen (Höhe ca. 30 mm). Beim Musteraufbau wurde 1-mm-Messingblech verwendet. So entsteht eine mechanisch ausreichend stabile Baugruppe. Nach beendetem Abgle ich können auf Ober- und Unterseite Deckel aus beidseitig kaschiertem Leiterplattenmaterial gelötet werden. Alle Gleichspannungsanschlüsse werden mit Durchführungskondensatoren (2 nF oder größer) versehen; VFO-Eingang (Pt142) und Signalausgang (Pt107) erhalten Miniatur-Koaxial-Buchsen oder kapazitätsarme Durchführungen. Die Ferritdrossel L106 wird in halber Höhe in die Trennwand zwischen Pt 108 und Pt 141 eingesetzt. Entsprechend verfährt man mit dem Durchführungskondensator C124.
Bild 3: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK1OF 011
Bild 4: Bestückungsplan und Leiterhahnen der Platine DK1OF 014
Bild 5: Analyse-0szillator für das 2-m-Band, aufgebaut aus je 1 Baugruppe DK1OF 011 und 014
6. Abgleich des Analyse-Oszillators
Die Z-Diode D141 und ihr Vorwiderstand R153 werden vorerst noch nicht eingebaut. Die Verbindung zwischen R156 und dem Ausgang von I143 wird aufgetrennt; die Kapazitätsdiode D102 erhält eine einstellbare Vorspannung von 0 bis 10 V (positiv gegen Masse) über R156 von außen zugeführt. Nun wird die Versorgungsspannung (+12 V) an Pt106 gelegt und die VCO-Frequenz am Ausgang des Bausteins (Pt107) mit einem VHF-Zähler oder einem _geeichten Empfänger gemessen. Mit dem Trimmer C120 kann der entsprechende Oszillatorfrequenzbereich (siehe Abschnitt 3.1.) eingestellt werden; die Abstimmspannung soll dabei den Bereich von 5 bis 8 V überstreichen. Anschließend stimmt man den Ausgangskreis mit C125 in Bandmitte auf größtes Ausgangssignal ab. Der Schwingkreis L103/C117 wird durch Messen des Spannungsabfalls über dem Außenwiderstand des Mischtransistors (R108) abgeglichen. Der Trimmer C117 ist so einzustellen, daß in der Mitte des VCO-Bereiches ein Anstieg des Drainstroms von T106 um etwa 1 bis 2 % zu beobachten ist.
Als nächstes werden die Quarzoszillatoren abgeglichen. Über einen Vorwiderstand von 1 KΩ wird der Diode D101 eine einstellbare Vorspannung (0 bis +12 V) zugeführt, jeweils einer der Punkte Pt101 ... Pt 104 wird über ein mA-Meter mit Masse verbunden. Nun wird die Vorspannung an Pt105 auf maximale Stromanzeige eingestellt; dies geschieht nacheinander bei allen vier Oszillatoren. Man notiert sich die einzelnen Spannungswerte am Punkt Pt105, im fertigen Gerät erzeugen vier umschaltbare Spannungsteiler oder Einstellpotentiometer diese Spannungen. Die Werte sollen zwischen +5 V und +10 V liegen; nötigenfalls ist L101 oder C102 etwas zu ändern, bis der angegebene Bereich erreicht wird. Der Ausgangskreis der Verdopplerstufe wird mit dem Trimmer C104 abgeglichen; Kriterium ist die HF-Spannung am Anzapf der Spule L102. Sie kann mit einer einfachen Prüfschaltung (Germaniumdiode - Scheibenkondensator - µA-Meter) gemessen werden.
Nun wird der VFO angeschlossen und etwa auf Bereichsmitte eingestellt, Pt144 ist mit +12 V zu verbinden, einer der vier Quarzoszillatoren wird in Betrieb genommen. Mit einem Voltmeter (Bereich +10 V) wird die Spannung an der Source von T144 gemessen. Es muß sich beim Durchdrehen der Vorspannung der Diode D102 ein Verlauf ergeben, wie er in Bild 6 dargestellt ist. Der Spannungswert, bei dem der Sprung erfolgt, läßt sich durch Umschalten der Quarzoszillatoren und durch Verändern der VFO-Frequenz verschieben. Die beiden Spannungen U1 und U2 werden ermittelt und daraus der arithmetische Mittelwert UM gebildet.
Bild 6: Verlauf der Spannung an der Source von T144
Die Differenz der beiden Spannungen (U2 - U1) soll etwa 2 V betragen. Die Z-Diode D141 muß eine Spannung stabilisieren, die ungefähr gleich UM ist (± 0,5 V sind zulässig). Es ist also hierfür eine geeignete Diode auszusuchen; der Feinabgleich dieser Spannung ist mit dem Vorwiderstand R154 möglich, dieser sollte aber im Bereich von 0,5 bis 10 kΩ liegen.
Abschließend verbindet man R157 wieder mit dem Ausgang von I143; die am Punkt Pt143 zu messende Abstimmspannung muß am Bandanfang (Quarz 1 in Betrieb, VFO auf minimaler Frequenz) etwa 5 V, am Bandende (Quarz 4, höchste VFO-Frequenz) ca. 8 V betragen.
Es empfiehlt sich, an der Frontplatte des Geräts ein Meßinstrument vorzusehen, das die Spannung an Pt143 anzeigt, damit die Synchronisation überwacht werden kann. Das soll verhindern, daß bei Ausfall eines kritischen Bauteils versehentlich außerhalb des Bandes gesendet wird. Professionelle Funkgeräte besitzen zu diesem Zweck eine Logikschaltung, die das Einschalten des Senders bei unterbrochener Synchronisation unmöglich macht.
7. Praktische Erfahrungen
Leider standen dem Verfasser keine Meßgeräte zur Verfügung, um das Seitenbandrauschen und die Kurzzeitdrift ("jitter") exakt zu bestimmen. Es wurden jedoch einige Versuche mit amateurmäßigen Mitteln durchgeführt, über die kurz berichtet werden soll.
Das Ausgangssignal des Analyse-Oszillators wurde mit einem durch Vervielfachen erzeugten Quarzsignal gemischt, die Differenzfrequenz über NF-Verstärker und Lautsprecher hörbar gemacht. Bis herab zu sehr tiefen Schwebungsfrequenzen (ca. 100 Hz) war ein absolut sauberer Überlagerungston zu beobachten. Das läßt den Schluß zu, daß der Stör-Frequenzhub mit Sicherheit weit unter 10 Hz liegt. Die Kurzzeitstabilität des beschriebenen Oszillators ist also auch für SSB- und Telegrafie-Betrieb mehr als ausreichend.
Die Nachstimm-Zeitkonstante ist für den praktischen Stationsbetrieb mit Sicherheit klein genug. Auch durch ruckartiges Drehen an der VFO-Abstimmung konnte die Synchronisation nicht außer Tritt gebracht werden.
Ein weiteres Experiment soll die Schnelligkeit des Regelkreises noch deutlicher machen: Der VFO wurde mit Hilfe einer Kapazitätsdiode frequenzmoduliert und das Ausgangssignal des Analyse-Oszillators mit einem FM-Empfänger abgehört. Die Modulation dieses "FM-Senders" hörte sich einwandfrei an, nur die höheren Modulationsfrequenzen wurden etwas beschnitten. Dieser Effekt ließe sich jedoch leicht durch eine entsprechende Pre-Emphasis im Modulationsverstärker ausgleichen, so wäre dieses Verfahren auch für den praktischen Betrieb brauchbar.
Der beschriebene Analyse-Oszillator bildet das Kernstück der 2-m-Station des Verfassers. Mit diesem Gerät erscheinen auch stärkste Empfangssignale (um 100 dB über dem Rauschen) nur einmal im Band. Nebenempfangs- und Pfeifstellen sind nicht festzustellen.
8. Literatur
- T. Schad: Phasensynchronisierte Schaltungen, UKW-Berichte 11 (1971) H. 3, S. 139 - 146
- SIGNETICS Linear Phase Locked Loops Applications Book Signetics Corp. 1972; in D.: Mirotronic, 8 München 50, Lerchenstr. 5
- J. A. Connelly: A General Analysis of the Phase Locked Loop Application Note 602, Harris Semiconductor; in D. :Erie-Elektronik, Nürnberg
- Dr. J. Ziemann: Phase-locked-loop-Schaltungen; Wirkungsweise und Anwendung, Der Elektroniker, Heft 1/1973, AT-Fachverlag GmbH, Stuttgart
- E. Schmitzer: Universelle VFO-Baugruppe für das TEKO-SET-System, UKW-Berichte 13 (1973) H. 3, S. 176 - 184
Hinweise - Verbesserungen - Änderungen
Im Schaltbild und in der Leiterplattenzeichnung DK1OF 014 (Heft 4/1973, S. 222) ist ein Fehler:
Bei der integrierten Schaltung MC 4044 P muß der Anschluß 11 mit Anschluß 2 verbunden sein, nicht mit Anschluß 12. Nachdem die falsche Verbindung entfernt ist, muß die richtige mit einem Stück Schaltdraht hergestellt werden.
Und noch zwei Kleinigkeiten:
Die Gehäuse-Kurzbezeichnung für den in der Leiterplatte DK1OF 014 zu verwendenden 741 heißt "M", nicht "N". Die ganze Bezeichnung also 741CM. Dies gilt auch für die Leiterplatten DK1OF 003 und 008.
Im Bestückungsplan zur Leiterplatte DK1OF 011 ist der Schwingkreiskondensator links vom Trimmer C104 fälschlicherweise mit 22 nF statt mit 15 pF bezeichnet.
DK1OF, J. Kestler.
Hinweise - Verbesserungen - Änderungen
Zahlreichen Erfahrungsberichten zufolge scheint der Phasenregelkreis zu wilden Schwingungen zu neigen, was auf eine zusätzliche Integrationszeitkonstante hindeutet. Bei Betrachtung der Innenschaltung des integrierten Frequenz/PhasenVergleichers MC4044 stellt man fest, daß der eine Ausgang (Stift 10) einen offenen Emitter darstellt; Stift 5 liegt an einer für positive Ausgangsspannungen in Durchlaßrichtung gepolten Diode. Das bedeutet, daß der HF-Siebkondensator C145 bei Ausgangsspannungen unter ca. 1 V praktisch nicht mehr entladen werden kann, was gleichbedeutend mit einer vergleichsweise sehr langen Zeitkonstante ist. Ein Regelkreis mit zwei oder mehr Integralgliedern gleicher oder ähnlicher Zeitkonstante neigt prinzipiell zu Schwingungen; dies äußert sich im Fall des Analyse-Oszillators in Form von frequenzunstabilen "Nebenträgern" zu beiden Seiten des Nutzsignals.
Abhilfe bringt ein Widerstand (ca. 10 bis 50 kΩ) parallel zu C145, der für eine hinreichend schnelle Entladung sorgt. Es ist auch darauf zu achten, daß die Werte für R156, C124 und C149 einigermaßen genau eingehalten werden, damit die daraus gebildete Zeitkonstante nicht zu lang wird.
Die Ausgangsspannung der Mischstufe T106 scheint in einigen Fällen nicht ausreichend zu sein, um den Impulsformer T141 durchzusteuern. Dies kann verbessert werden, indem man für T106 einen Doppel-Gate-MOSFET (40673 o.A.) nach folgender Schaltung einsetzt:
Für den Operationsverstärker I143 sollten nur Markenfabrikate verwen det werden; bei Typen zweifelhafter Herkunft wurden zum Teil erhebliche Rauschspannungen am Ausgang festgestellt.