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Ein VFO mit Frequenzregelschleife

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OE7WMI, Dr. Manfred Wieser.

Der kritische Punkt bei einer Frequenzregelschleife ist der Frequenz/Spannungswandler. Übliche Schaltungen (1), (2) verwenden RC- oder LC-Glieder zur Frequenzdiskrimination und weisen daher erhebliche Nachteile bezüglich Temperaturstabilität und/oder Kennliniensteilheit auf. Angeregt durch einen Artikel im CQ-DL(3) wurden Versuche mit einer PAL-Verzögerungsleitung als Frequenzdiskriminator unternommen. Das Ergebnis dieser Versuche ist ein im Aufbau einfacher, kontinuierlich durchstimmbarer VFO, dessen Stabilität ausreichend für Anwendungen in FM-Systemen bis hinauf zum 70-cm-Band ist.

1. Die Schaltung

Wie Bild 1 zeigt, wird das HF-Signal im VCO (aufgebaut nach den Hinweisen in [4]) direkt mit der Endfrequenz erzeugt und durchläuft anschließend einen zweistufigen Pufferverstärker. An dessen Ausgang stehen ca. 20 mW HF (an 50 Ω) zur Verfügung; ein geringer Teil der Ausgangsleistung wird zum Ansteuern des Teilers I1 ausgekoppelt. Das Teilerverhältnis der nachfolgenden Teiler I2 und I4a kann durch Auftrennen von Leiterbahnen programmiert werden. Die Rücksetzsignale für die Teiler, steilflankige, negative Impulse des NAND-Gatters I3 setzen einerseits das Flipflop I4b und steuern andererseits die Verzögerungsleitung VZL an. Die Signale am Ausgang der Verzögerungsleitung werden vom Transistor T4 verstärkt und setzen das Flip-flop I4b zurück. Die Frequenzinformation steckt nun im Tastverhältnis der Ausgangsspannung des Flipflops; integriert man diese Rechteckspannung, so erhält man eine der Frequenz linear proportionale Gleichspannung. Da die Sättigungsspannung der TTL-Ausgangstransistoren zu stark temperaturabhängig wäre, fügt man vor der Integration'noch die C-MOS Analogschalter I5 ein.

Bild 1: VCO, Pufferverstärker und Frequenz/Spannungswandler.

Die integrierte Rechteckspannung wird mit einer (variablen) Gleichspannung verglichen. Das besorgt der als Komparator und Integrator eingesetzte Operationsverstärker I6. Die Ausgangsspannung dieses OP liefert nach nochmaliger Siebung das Nachführsignal für die Kapazitätsdiode D1 im VCO. Die antiparallel geschalteten Dioden D2 und D3 am Eingang des OP verkürzen die Einschwingzeit.

1.1. Funktionsweise des f/U-Wandlers

Der f/U-Wandler besteht aus der Verzögerungsleitung (VZL), dem Transistor T4 und dem Flipflop I4b. Impulse am Eingang der VZL treten um 63,943 µs zeitverschoben am Ausgang wieder auf. Bevor noch der erste Impuls den Ausgang erreicht hat, können bereits weitere Impulse in die VZL geschickt werden, die dann genauso zeitverzögert werden. Dieses Verfahren ist bis zu Pulsfrequenzen von ca. 1 MHz einsetzbar.

Bild 2 zeigt die Zeitdiagramme am Ausgang Q des Flipflops für verschiedene Eingangsfrequenzen. Bei Frequenzen, welche ganzzahlige Vielfache von 1/63,943 µs = 15,64 kHz sind, springt das Tastverhältnis von 0 auf 1 (bzw. von 1 auf 0) um. Der Variationsbereich, in dem das Tastverhältnis eindeutig definiert ist, beträgt somit 15,64 kHz; in der Praxis müssen aber maximale und minimale Tastverhältnisse aus Stabilitätsgründen (Umspringen in einen anderen Frequenzbereich) gemieden werden. Der theoretische Variationsbereich der Endfrequenz ergibt sich aus Δf = 15,64 × n (kHz) n ... Teilerverhältnis. Teilt man nun eine beliebige Endfrequenz durch Δf, also f/Δf = a, b, so erhält man im allgemeinen eine rationale Zahl. Die Stellen hinter dem Komma, multipliziert mit der Betriebsspannung b × Ub = U_int entsprechen der Gleichspannung aus dem f/ U-Wandler. Die beiden aufeinanderfolgenden Endfrequenzen, bei denen die Division f/Δf eine ganze Zahl ergibt, sind die theoretischen Eckfrequenzen:

f_u/Δf = a, 0; f_o/Δf = (a + 1), 0

Bild 2: Verschiedene Eingangsfrequenzen erzeugen unterschiedliche Tastverhältnisse und schließlich integrierte Spannungswerte.

Ein Beispiel für das 2-m-Band:
n = 170; U_b = 5 V, daher
Δf = 170 × 15,64 kHz = 2658,62 kHz und
f/Δf = 145000 / 2658,62 = 54,539
U_int = 0,539 × 5 V = 2,69 V

Die Eckfrequenzen berechnen sich zu:
f_u = 54 × 2658,62 kHz = 143565 kHz und
f_o = 55 × 2658,62 kHz = 146224 kHz,
haben also genügend Abstand von den Grenzen des 2-m-Bandes. Die optimalen Teilerverhältnisse für einige der gebräuchlichsten Frequenzen wurden mit Hilfe eines Rechners ermittelt (Tabelle 1):

Tabelle 1

Band (MHz)	I1	I2 + 4a	Eckfrequenzen (MHz)
144,0 - 146,0	:10	:17	143,565 - 146,224
133,3 - 135,3	:10	:17	132,930 - 135,589
135,0 - 137,0	:16	:11	134,870 - 137,622

Der f/U-Wandler arbeitet ausschließlich in der Zeitdomäne, das heißt er bezieht seine Information direkt aus dem zeitlichen Verlauf des Eingangssignals. Aus diesem Grund geht die Steilheit der Anstiegs- und Abfallflanken unmittelbar in die Stabilität ein, wie Bild 3 verdeutlichen soll. Einen guten Kompromiß zwischen Flankensteilheit und Stromaufnahme stellt die Verwendung von Low-Power-ECL und Low-Power-Schottky-Typen dar. Allerdings ist dadurch die maximal verarbeitbare VCO-Frequenz auf 180 MHz begrenzt. Kritisch in Bezug auf das Temperaturverhalten ist der Transistor T4; da er mit geringem Kollektorruhestrom (90 µA) betrieben wird, wirken sich Temperaturänderungen durch Verschiebung der Basis-Emitterspannung auf den Ruhestrom und auf den Arbeitspunkt drastisch aus: bei steigender Temperatur wird der Impuls breiter, die Schaltflanke verschiebt sich zeitlich, die Frequenz driftet nach oben. Abhilfe bringt ein schneller Schaltttransistor und ein mit dem Transistor thermisch gekoppelter PTC-Widerstand in der Basis-Stromversorgung.

Bild 3: Schräge Schaltflanken verringern die Stabilität.

2. Aufbau-Hinweise

Die in Bild 1 gezeigten Schaltungsteile VCO, Pufferverstärker und f/U-Wandler sind wegen der zwischen ihnen nötigen Trennwände in 3 Kammern untergebracht, wobei der VCO freitragend aufgebaut ist und deswegen keine Nummer bekommt. Der VCO und die beiden Platinen finden zusammen in einem Weißblechgehäuse der Größe 74 × 111 × 30 Platz, wie Bild 4 zeigt.

Bild 4: Bestückungsplan für VCO, Puffer (OE7WMI 002) und f/U-Wandler (OE7WMI 003).

In eine Zarge und die beiden Zwischenbleche (72 × 28 und 60 × 28) aus 0,5-mm-Weißblech werden die Löcher für die Durchführungen bzw. die Durchführungs-Kondensatoren gebohrt. Sie haben einen Durchmesser von 3,5 mm und 10 mm Abstand vom Deckel. Zum Ab-gleich des Trimmers C2 wird ein Loch von 6 mm Durchmesser in der Mitte der anderen Zarge gebohrt. Die Lage aller Bohrungen geht aus Bild 4 und dem Foto des Musteraufbaus (Bild 5) hervor. Nach diesen Vorbereitungen werden die Durchführungs-Kondensatoren eingelötet und das Gehäuse zusammengestellt. Der Pufferverstärker wird mit 5 mm, der Digitalteil mit 12 mm Abstand zum Boden ringsum bündig mit dem Gehäuse verlötet. Der Aufbau des VCOs sollte aus beiden Abbildungen eindeutig hervorgehen.

Bild 5: Probeaufbau der Schaltung nach Bild 1 und Bild 4. Die VZL befindet sich auf der Leiterseite.

Auf der Platine OE7WM1 003 wird das vorher errechnete Teilerverhältnis entsprechend Tabelle 2 programmiert.

Tabelle 2

	e	d	c	b	a
1	*	*	*	*
2	*	*	*		*
	usw. im Dualcode
29				*
30					*

Die * bedeuten, daß die jeweilige Leiterbahnen unterbrochen werden müssen.

Zum Schluß werden die 4 beieinanderliegenden Beine der VZL (vorsichtig!) eng am Kunststoffgehäuse umgebogen (die zwei anderen Beine werden nicht benötigt und abgezwickt), und die VZL auf der Platinenseite anliegend angelötet.

2.1. Besondere Bauteile

T1: U310
T2,T3: BF961
T4: BFX59 oder BFY90
D1: BB105
D2, D3: 1N914 oder 1N4148
I1: je nach Frequenzbereich bzw. Teilerverhältnis:
SP 8655B 1:32
SP 8657B 1:20
SP 8659B 1:16
SP 8660B 1:10
I2: 74LS197
I3: 74LS30
I4: 74LS73
I5: 4066 auf Sockel montieren
I6: 3140 auf Sockel montieren
I7: 78L05
I8: 78L08
L1: gebrannte Keramikspule 6 Wdg. 10 mm Durchmesser oder versilb. Draht 1 mm ø auf Glasstab 8 mm ø gewickelt
L2: 3,5 Wdg. 0,4 mm Kupfer-LackDraht auf Spulenbausatz Vogt 5140500000, orang. Spulenkern
L3: 3,5 Wdg. versilb. Draht 0,8 mm ø auf Dorn 6,5 mm 0 gewickelt
VZL: PAL-Verzögerungsleitung, z.B. Siemens AZ1702, oder AZ1706
PTC: Siemens P 270-C11, Kennfarbe schwarz
R1, R2: siehe Text, Standard je 680 kΩ
C1: siehe Text, für 144-146 MHz: Standard 1 nF
Ü1: Doppellochkern (Siemens B 62152-A7-X17) prim. u. sek. je 3 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,2 mm ø

3. Abgleich

Zuerst werden nur der VCO und der Verstärker in Betrieb genommen. Als Kapazitätsdioden-Vorspannung legt man konstante 6 V an. Die Frequenz des VCOs wird mit Hilfe eines Frequenzzählers durch Abgleich von C2 auf Bandmitte eingestellt, die beiden Kreise des Pufferverstärkers werden auf maximale Ausgangsleistung (20 bis 30 mW) abgeglichen. Der Wert des Kondensators C1 und der Ankopplungspunkt der Kapazitätsdiode bestimmen den Variationsbereich des VCOs. Er muß kleiner als der theoretische Variationsbereich sein, weil ansonsten die Frequenz in der Nähe der Eckfrequenzen in einen anderen Bereich umspringen kann. Unter Kontrolle des Zählers verändert man C1 daher solange, bis man auch bei maximaler Variation der Diodenspannung (0 bis U_b) sicher innerhalb des Variationsbereichs liegt.

Nach Schließen der Regelschleife, das heißt die Kapazitätsdiode wird mit dem Ausgang Pt1 des Digitalteils verbunden, ist bei korrekter Ausführung der vorgenannten Einstellungen der VFO betriebsbereit. Sicherheitshalber kann man mit dem Zähler überprüfen, ob der VFO bei Variation der Referenzspannung in keinen anderen Frequenzbereich springt.

Ein Wort noch zur Temperaturkompensation des Transistors T4: Der PTC-Widerstand wird, über dem Transistor T4 liegend, mit Hilfe von Wärmeleitpaste thermisch gekoppelt. Vergrößern des Parallel- (R1) und Verkleinern des Serienwiderstandes (R2) wirken der Ternperaturdrift des Transistors entgegen. In mehreren gebauten Exemplaren haben sich 680 kΩ für R1 und R2 als optimaler Wert erwiesen.

Auf eine aufgetretene Schwierigkeit bei einem Musterexemplar soll hier hingewiesen werden: es zeigte sich ein Rauschen als Störung auf der Modulation. Als Ursache dieses Fehlers konnte ein besonders stark rauschendes Exemplar des Stabilisators 78L08 festgestellt werden.

4. Ergänzungs-Baugruppen

4.1. Modulator

Man kann den VFO sowohl als Überlagerungsoszillator im Empfängerzug als auch als Steueroszillator in FM-Sendern verwenden. Für die letztere Anwendung zeigt Bild 6 einen Modulator und Ruftongeber. Beide Schaltungsteile, sowie 8 Trimmpotentiometer für programmierbare Frequenzen finden auf der Platine OE7WMI 004 (Bild 7) Platz. Die Schaltung bietet keine Besonderheiten, Aufbau und Abgleich sind unproblematisch; es sind nur der Hubbegrenzer und der Ruftonpegel einzustellen. Sollte die Mikrofonverstärkung zu gering sein, kann man diese durch Verkleinern des Widerstandes R1 anheben.

Bild 6: Mit diesem einfachen Modulator und Ruftongeber wird der FLL-VFO zum FM-Sender.

Bild 7: Einseitig kaschierte Platine für Modulator und Ruftongeber OE7WMI 004.

4.2. SENDEVERSTÄRKER

Ein HF-Sendeverstärker (OE7WMI 005) mit Tiefpaßfilter und 1 W Ausgangsleistung ist in einem weiteren Weißblechgehäuse untergebracht. Die Schaltung zeigt Bild 8, der Aufbau geht aus Bild 9. Der Abgleich ist einfach: Die 5 Trimmkondensatoren müssen in Bandmitte auf maximale Ausgangsleistung abgeglichen werden.

Bild 8: Dieser Verstärker mit Tiefpaßfilter bringt die Sendeleistung auf 1 W.

Bild 9: Einseitig kaschierte Platine für den Sendeverstärker OE7WMI 005

4.2.1. Besondere Bauteile für OE7WMI 005

L1: 3 Wdg. versilb. Draht 1 mm 0 auf 6-mm-Dorn gewickelt, Anzapf in der Mitte
L2: 3 Wdg. versilb. Draht 1 mm 0 auf 6-mm-Dorn gewickelt
L3: 4 Wdg., sonst wie L 2 L 4, L 5: 4 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,8 mm 0 auf 5-mm-Dorn gew. Gehäuse 3711130

5. Betrieb mit Höheren Frequenzen

Es ist nicht möglich, das vorgestellte Konzept unverändert auf höhere Frequenzen, wie beispielsweise 430 bis 440 MHz, zu übertragen. Das Weißblechgehäuse ist mechanisch nicht genügend stabil, das heißt die Frequenzänderungen durch thermische bzw. mechanische Veränderungen des Gehäuses können - durch die endliche Schleifenverstärkung bedingt - nicht vollständig ausgeregelt werden. Es bleiben Frequenzfehler, die auch in FM-Systemen nicht mehr tolerierbar sind.

Zwei Wege sind möglich, den VFO auch für höhere Frequenzen brauchbar zu machen:

Entweder verwendet man ein stabiles, dickwandiges Gehäuse (z.B. aus Alu-Guß) und läßt den VFO direkt mit der Endfrequenz schwingen, oder man wendet Frequenzvervielfachung an. Will man dabei das 2-m-Band vermeiden, bietet sich 215 bis 220 MHz als VFO-Frequenz an.

Beide Fälle bedingen aber einen Vorteiler mit höherer Grenzfrequenz (aber leider auch höherer Stromaufnahme) im Digitalteil. In der Schaltung OE7WMI 006 (Bild 10) wird daher der Teiler SP8515 verwendet. Programmierung und Aufbau sind ansonsten identisch mit OE7WMI 003, nur muß hier der stärkere Stabilisator 7805 verwendet werden. Dieser kann zur besseren Kühlung direkt am Gehäuse neben der Verzögerungsleitung angeschraubt bzw. angelötet werden. Bild 11 zeigt die hierfür entwickelte Leiterplatte OE7WMI 006, die anstelle der Platine 003 eingelötet wird.

Bild 10: Digitalteil für höhere Eingangsfrequenzen.

Bild 11: Einseitig kaschierte Platine OE7WMI 006 für einen f/U-Wandler mit höherer Eingangsfrequenz.

6. Weitere Anwendungen

Der FLL-VFO bietet sich als preisgünstige Lösung zur Stabilisierung von Frequenzen vielfach an. Einige Möglichkeiten, welche vom Verfasser mit Erfolg versucht wurden, sollen noch kurz erwähnt werden:

Man kann denselben VFO ohne große Änderungen für Senden und Empfang verwenden, wenn sich für beide Frequenzbänder dasselbe Teilerverhältnis ergibt (z.B. 144 bis 146 und 133.3 bis 135.3 MHz). Die Umschaltung der Frequenzbereiche läßt sich mit nur einer zusätzlichen Kapazität und einer HF-Schalter-diode im VCO bewerkstelligen. Schaltet man gleichzeitig auch die Referenzspannungen (mit Hilfe eines C-MOS Analogmultiplexers 4066) um, so hat man bereits die gesamte Frequenzaufbereitung für ein preisgünstiges FM-Gerät (Bild 12) mit variablen "Kanälen".

Bild 12: FLL-VFO mit Modulator, Ruftongenerator und 8 einstellbaren Festfrequenzen, sowie einem Sendeverstärker für das 2-m-Band.

Sind beim Senden und beim Empfang unterschiedliche Teilerverhältnisse erforderlich, bietet sich als einfache Lösung eine zusätzliche digitale Umschaltung (AND-OR) bei den Eingängen von I3 an.

Selbstverständlich lassen sich auch beim VZL-VFO Rückmischverfahren einsetzen. Man spart dabei einerseits den ECL-Teiler und kann, da man in der Wahl der Zumischfrequenz relativ beweglich ist, vorhandene Quarze aus der Bastelkiste verwenden. Mit dem Rückmischen verbessert sich außerdem noch die Gesamtstabilität, vorausgesetzt man verwendet einen entsprechend stabilen Quarz.

7. Literatur

1. Hoffschildt, G., DL9FX: Die Frequenzregelschleife, eine einfache Möglichkeit zur Frequenzaufbereitung, UKW-Berichte 17 (1977), Heft 1
2. Krieg, T., DK8GY: Frequenzregelschleife für einen 433-MHz-VCO, UKW-Berichte 18 (1978), Heft 1
3. Kassenbrock, W., DK8BH: Zweit-VFO für FT277/101, CQ-DL 52 (1981), Heft 3
4. Martin, M., DJ7VY: Rauscharmer UKW-Oszillator mit Diodenabstimmung, digitaler Frequenzrastung und Frequenzanzeige, UKW-Berichte 20 (1980), Heft 4
5. Kestler, J., DK1OF: 9-MHz-Steuersender zum 80-Kanal-Synthesizer, UKW-Berichte 13 (1973), Heft 2
6. Schmitzer, E., DJ4BG: Aktive Niederfrequenz-Filter, UKW-Berichte 8 (1968), Heft 4