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Für einen phasengesteuerten Quarzoszillator als einfaches Frequenznormal
In "Fokussiert" des Heftes 2/1981, und auch im Heft 4/1983, weist Robert Lentz auf die Möglichkeiten des Rechner-Einsatzes für einen dem Stand der Technik entsprechenden Funkverkehr hin, mit der Notwendigkeit einer genauen Frequenz- und Zeitbasis. Besonders bei kohärenter Telegraphie-Übertragung (CCW) oder ähnlichen Verfahren sind zeit- und rechnergesteuerte digitale Filter- und Auswerteschaltungen notwendig. Für solche Anwendungen ist der folgende Empfänger des Zeitzeichen- und Normalfrequenz-senders DCF 77 mit der Frequenz 77,5 kHz geeignet.
Die Zeitinformation liefert der Sender als Pulsbreiten-Modulation der Sekunden-Impulse, und die hochkonstante Sendefrequenz ist die Bezugsfrequenz, mit der ein Quarzoszillator über eine Phasenregel-schleife (PLL) zum Frequenznormal wird.
Die Einsatzmöglichkeiten eines solchen Zeit-und Frequenznormals sind durch zusätzliche Baugruppen sehr vielseitig. Neben der wohl häufigsten Anwendung, die Auswertung der Zeitinformation für eine Uhr, ist für den Funkamateur eine genaue Frequenzreferenz noch wichtiger.
Beispiele dafür sind einige beim Autor realisierte Baugruppen zur Verbesserung der Frequenzstabilität an dem VHF-Oszillator mit DAFC von DJ7VY aus Heft 4/80 der UKW-Berichte, in der Anwendung des Empfängerkonzeptes von mir in Heft 2/81, und dem 96-MHz-Quarzoszillator für die UHF/SHF-Frequenzaufbereitung von DK1AG in den Heften 1+2/1981.
Eine vom DCF-Empfänger abgeleitete 10-MHz-Referenz zum Prüfen, beziehungsweise als Taktgeber für Frequenzzähler ist ebenfalls seit längerem im Einsatz.
Das eigentliche Ziel dieses Empfangskonzeptes war die Zeit- und Frequenzreferenz für einen rechnergesteuerten RTTY-Transceiver, bei dem sämtliche Frequenz- und Zeitsignale so miteinander verkoppelt sind, daß kohärente Übertragung möglich ist. Das erfordert eine Schaltung, die auf große Störsicherheit ausgelegt ist.
In den letzten 10 Jahren ist eine Vielzahl von Veröffentlichungen und Bauanleitungen über Uhrzeit- und Frequenznormalempfänger für den Sender DCF77 erschienen. Von mir wurden einige mit Erfolg nachgebaut und betrieben. Trotzdem sah ich mich gezwungen eine eigene Entwicklung durchzuführen, da beim Betrieb der Empfänger in der Nähe eines Fernsehgeräts oder neben einem Rechner mit Bildschirm die Störsicherheit meistens nicht ausreichte. Es zeigte sich, daß die meisten Ausfällen der Phasenregelschleife des angebundenen Quarzoszillators oder der Uhrzeitsteuerung durch Störungen aus der unmittelbaren Nähe der Empfangseinrichtung verursacht wurden, das heißt meistens durch die eigenen elektrischen Geräte, das eigene "man-made noise".
Diese Erkenntnis führte bei mir sehr schnell zu einem verbesserten "Elektronik-UmweltBewußtsein", jedoch ließen sich nicht alle Störquellen beseitigen, so daß eine störunempfindliche Empfangsanlage notwendig wurde.
1. Empfängerkonzept
Für ein Empfängerkonzept ist die Kenntnis der zu erwartenden Nutzfeldstärke und der Störfeldstärke notwendig. In der Veröffentlichung(1) von Becker und Rohbeck von der Physikalisch Technischen Bundesanstalt (PTB) Braunschweig, die die Frequenz- und Zeitsignale des Senders DCF77 erzeugt und überwacht, werden Angaben über die Nutzfeldstärke gemacht, die durch Messungen der Funkkontrollmeßstellen des FTZ bzw. durch Berechnungen der Ausbreitung der Bodenwelle ermittelt wurden. Danach ist beispielsweise in 100 km Entfernung vom Sender eine elektrische Feldstärke von 14,5 mV/m, in 400 km von 2,3 mV/m und in 800 km noch 0,6 mV/m zu erwarten.
Bei ungünstigem Standord oder Abschirmung sind die Werte erheblich niedriger. So wurden am Arbeitsplatz des Autors, einem Stahlbetonbau, Feldstärken zwischen 0,6 mV/m und 8 mV/m gemessen, bei einem Abstand zum Sender von ca. 150 km.
Störfeldstärken zu ermitteln erwies sich als erheblich schwieriger. Dazu mußten die Störquellen erst lokalisiert werden, die Messung war dann aber in den meisten Fällen nicht, oder nur mit erheblichem Aufwand an Meßgeräten und Zeit, möglich.
Die Störquellen lassen sich in drei verschiedene Gruppen einteilen.
A) Breitbandige Einzelpulsstörungen
Diese werden im wesentlichen durch Schaltvorgänge in den energieverbrauchenden Haushaltsgeräten wie Waschmaschine, Elektroherd oder Heizlüfter verursacht. Die meisten dieser Geräte werden leider immer noch nicht mit elektronischen Bauelementen im Strom-Nulldurchgang geschaltet. Wer seine Funkstation in der Nähe einer älteren Aufzugsanlage hat, kennt das Problem solcher Impulsstörungen.
Auch Gewitter fallen in diese Gruppe von Störungen, ebenso die Entladevorgänge der nichtgeerdeten Sendeantennen und Entladungen von einem selbst, bei Kunststoff-Fußböden und -Stühlen. Am eigenen Labortisch verursachen auch ein thermostatgeregelter Niederspannungslötkolben und die Zündvorgänge der Leuchtstofflampen kräftige Nadelimpulse im Antennensignal.
Die meisten derartigen Störquellen sind nicht zu entstören. Die über die Netzleitung übertragenen Störungen lassen sich durch Netzfilter in Form von Tiefpässen und durch eine geregelte Stromversorgung hinreichend gut unterdrücken. Batteriebetrieb der Schaltung scheidet wegen des zu hohen Stromverbrauches aus.
Die in die DCF-Empfangsantenne eingekoppelte Stör-Energie muß durch schmalbandige Filter, die möglichst wenig "klingeln", vermindert werden, damit die nachfolgenden Schaltungen nicht übersteuert werden. Noch verbleibende Phasensprünge muß die Zeitkonstante des Phasenregelkreises dämpfen.
B) Niederfrequente periodische Pulsstörungen
Dies ist die größte Gruppe von Störquellen. Von den Phasenanschnitt-Steuerungen netzbetriebener Kleingeräte, Kollektormotoren, Bild- und Zeilenablenkung in Fernsehgeräten und Monitoren, getakteten Schaltnetzteilen bis zu den Datenströmen in Rechnern werden Frequenzspektren erzeugt: im günstigsten Fall nur ein Störnebel, meist aber diskrete Spektrallinien relativ hoher Leistung. Besonders stört die 5. Harmonische der Zeilenfrequenz von Fernsehgeräten mit f = 5 × 15625 Hz = 78125 Hz, die nur 625 Hz oberhalb der Sendefrequenz von DCF77 liegt. An einem tragbaren Fernsehgerät des Autors betrug die Störfeldstärke bei der 5. Harmonischen im Abstand von 3 m vom Gerät noch Ê = 300 mV/m! Die für die Datendarstellung an Home-Computern benutzte Zeilenfrequenz liegt oft nur näherungsweise bei 15625 Hz. Die Störung kann dann frequenzmäßig noch näher an das DCF-Signal geraten.
C) Monofrequente Sendesignale
Diese Störungen verursacht man meistens selbst mit den eigenen Anlagen und hat hier auch die größten Möglichkeiten zur Abhilfe. Strahlende Kurzwellen-Antennenableitungen und UKW-Handsprechfunkgeräte sollten nicht in der Nähe der DCF-Empfangsantenne betrieben werden.
Als Vorsichtsmaßnahme ist ein Tiefpass zwischen Antenne und Antennenverstärker einsetzbar.
Mit den Kenntnissen der Störeinflüsse und der Erfahrung aus den Nachbauten der in (1) veröffentlichten Schaltungen wurde das Konzept für den eigenen Entwurf eines einfachen Frequenznormals festgelegt.
Auch ein einfaches Frequenznormal sollte eine gute Stabilität aufweisen. Dabei ist die Langzeitstabilität mit etwa 2 × 10-13 über 100 Tage gemittelt(1), durch das Signal des Sender DCF gegeben.
Die ausbreitungsbedingte und durch Störungen verursachte geringere Kurzzeitstabilität des DCF-Signals erfordert einen kurzzeitstabilen Quarzoszillator, der über eine PLL mit großer Zeitkonstante nachgeführt wird.
Als Oszillatorfrequenz wird fo = 3,1 MHz gewählt. Dies ist die 40-fache Sendefrequenz des Senders DCF77. Teilt man die Quarzfrequenz durch 31, ergibt sich eine dekadische Frequenz von 100 kHz, von der alle weiteren Signale abgeleitet werden können.
Selbstverständlich sind auch andere Oszillatorfrequenzen möglich. Setzen wir ein ganzzahliges Vielfaches der DCF-Frequenz voraus, so gibt es einige sinnvolle Referenzfrequenzen, je nachdem, ob für die Verarbeitung ein dekadisch-, hexa- oder binär-teilbares Vielfaches benötigt wird.
Die folgende Tabelle 1 zeigt die in Primärfaktoren zerlegten Frequenzen, für die das Platinenlayout verwendet werden kann, so daß gegebenenfalls auch ein Quarz mit einer anderen Frequenz einsetzbar ist.
| 77,5 kHz | 22 × 54 × 31 Hz | fDCF |
| 3,1 MHz | 25 × 55 × 31 Hz | 40 × fDCF |
| 2,79 MHz | 24 × 32 × 54 × 31 Hz | 36 × fDCF |
| 3,72 MHz | 26 × 3 × 54 × 31 Hz | 48 × fDCF |
| 4,96 MHz | 28 × 54 × 31 Hz | 64 × fDCF |
Wählt man die Oszillatorfrequenz als Taktfrequenz für den Rechner, da Mikroprozessoren wie beispielsweise der 8085 oder der Z80 Taktfrequenzen zwischen 2 MHz und 8 MHz benötigen, so ist sichergestellt, daß die vom Rechner erzeugten Signale und Auswerteprozesse fest mit der Normalfrequenz verkoppelt sind.
Bild 1 zeigt das Blockschaltbild des Empfängerkonzeptes. Eine Ferrit- oder Rahmenantenne empfängt das Signal, ein Antennenverstärker mit einem schmalbandigen Filter zum Unterdrücken der Oberwelle der Zeilenfrequenz, und ein Impedanzwandler schließen sich an. Die Antennenbaugruppe DJ3RV 006 läßt sich dadurch an einem strömungsarmen Ort aufstellen und über ein handelsübliches Koaxialkabel nahezu beliebiger Länge (bis 100 m bei RG-58/U) an den Empfänger DJ3RV 007 anschließen.
Bild 1: Blockschaltbild des DCF77-Empfängers.
Dieser hat im Eingang einen Impedanzwandler und ein weiteres Filter zur Verbesserung der Weitabselektion. Danach wird das Signal aufgeteilt und einmal einem geregelten Verstärker mit Demodulator zugeführt. Dieser liefert die Zeit-Information und gleichzeitig die Senderausfall-Erkennung. Zum anderen wird das 77,5-kHz-Signal über einen Begrenzer dem Phasendiskriminator PD zugeführt. Der Phasenvergleich erfolgt mit der durch 40 geteilten Oszillatorfrequenz. Eine Phasenabweichung liefert eine Richtspannung, die über einen Tiefpass mit großer Zeitkonstante die Oszillatorfrequenz nachzieht. Bei Senderausfall kann der Regelkreis aufgetrennt werden.
Zur rückwirkungsarmen Auskopplung wird das Oszillatorsignal über einen Frequenzverdoppler als 6,2-MHz-Signal ausgekoppelt.
Dieses Konzept wurde auf zwei Platinen aufgebaut und der Prototyp läuft jetzt 1 Jahr nahezu in Dauerbetrieb.
2. Antenne
Die ersten Versuche mit DCF-Empfang wurden vom Verfasser vor fast 10 Jahren mit einer Ferritantenne aus einem alten Kofferradio begonnen. Die auf dem Stab vorhandene Spule für das LW-Rundfunkband wurde durch Parallelschalten von Kondensatoren auf 77,5 kHz in Resonanz gebracht und mit einem Antennenverstärker nach (1) zusammengeschaltet. Diese Antenne hatte mit der relativ großen Parallelkapazität von 1,5 nF eine gemessene Bandbreite von 2,6 kHz, was einer Güte von ca. 30 entspricht. Wie spätere Untersuchungen mit verschiedenen Antennen zeigten, stellte diese Antenne zufällig einen guten Kompromiß zwischen Empfangsspannung und Störempfindlichkeit dar und wurde nur durch Rahmenantennen wesentlich übertroffen.
Der Nachteil der Ferritantennen ist das nichtlineare Verhalten der Ferritwerkstoffe. Es führt bei starken Magnetfeldstörungen durch Schweißtransformatoren, Drosseln in Leuchtstofflampen, Ablenkspulen an Bildröhren und Drosseln in Schaltnetzteilen zu einer Phasenmodulation des Empfangssignals. Je höher die Güte der Antenne, desto größer ist der Phasenhub. Die Störung hebt sich statistisch gesehen durch die Langzeitmittelung des Tiefpasses auf, jedoch kann bei zusätzlichen Störimpulsen die Phasenregelung um eine Periode springen.
2.1. Berechnung der Antennenspannung
Zum Empfang des Langwellensignals DCF bieten sich aus räumlichen Gründen nur resonante Rahmenantennen oder Ferritantennen an, deren Abmessungen klein gegenüber der Wellenlänge sind. Eine solche Antenne ist im wesentlichen nur mit der magnetischen Feldkomponente des zu empfangenden Signals verkettet, und die Richtcharakteristik entspricht der eines kurzen Dipols, das heißt einer "8" mit flachen Maxima und ausgeprägten Minima. Bei optimaler Ausrichtung zum magnetischen Feld H beträgt die Klemmenspannung Ueff der Antenne nach (3)
und durch die Verknüpfung der magnetischen Feldkomponente H mit der elektrischen Feldkomponente E über den Feldwellenwiderstand Zo des freien Raumes
gilt auch
mit
λ0 - Wellenlänge des Empfangssignals
A - Rahmenfläche bzw. Ferritquerschnittsfläche
N - Windungszahl
Q - Betriebsgüte des Antennensystems
μw - wirksame Permeabilitätszahl des Ferritstabes
Bei der Rahmenantenne ist μw = 1.
Für einen guten Empfang sollte die Klemmenspannung möglichst groß sein.
Wie die Gleichung zeigt, ist bei gegebener Feldstärke E am Empfangsort die Spannung an den Antennenklemmen direkt proportional der Fläche A, der Wingungszahl N, der Güte Q und bei der Ferritantenne der wirksamen Permeabilität μw. Doch diese Größen lassen sich leider nicht beliebig vergrößern.
Die Rahmenfläche A ist begrenzt, soll die Antenne noch handlich sein, und bei der Ferritantenne ist A durch den Querschnitt des Ferritstabes vorgegeben.
Die Windungszahl N ist durch die Streukapazität Cs der Spule begrenzt. Die Eigenresonanz der Spule darf nicht kleiner als die Empfangsfrequenz werden.
Die Betriebsgüte Q der Antenne hängt von mehreren Größen ab, die zur Abschätzung ihres Einflusses etwas näher betrachtet werden müssen.
Die Ersatzschaltung der Empfangsantenne zeigt Bild 2, Uo ist die durch die Feldstärke am Empfangsort gegebene Quellenspannung. Für nicht zu kleine Güten (Q > 10) ist die Resonanzfrequenz f der Antenne durch die Induktivität L und die Streukapazität Cs der Spule, die Eingangskapazität CE des Antennenverstärkers und die Resonanzkreiskapazität CR gegeben.
Bild 2: Ersatzschaltung der Empfangsantenne.
Damit läßt sich die Betriebsgüte Q berechnen mit
Wie die Gleichung zeigt, bestimmen der parallel zum Resonanzkreis liegende Eingangswiderstand RE des Antennenverstärkers, der in Reihe zur Spule liegende Verlustwiderstand R des Drahtes, und der Strahlungswiderstand RA die Güte der Spule.
Bei Ferritantennen geht auch noch die Materialgüte QM
ein, jedoch nur wenn die Spulenlänge l' sich fast über die Ferritstablänge I erstreckt. Der in Klammern angegebene Term ist eine grobe Näherung und wurde von mir durch Versuche gefunden.
Der Strahlungswiderstand RA der Antenne nach (3)
wird für große Wellenlängen sehr klein und ist meistens gegenüber dem Verlustwiderstand R der Spule zu vernachlässigen. Dieser Verlustwiderstand ergibt sich aus dem Drahtwiderstand, dessen Vergrößerung durch den Skineffekt, sowie die Wirbelstromverluste im Draht. Der Skineffekt und die Wirbelstromverluste lassen sich durch Verwenden von HF-Litze so weit vermindern, daß für den Verlustwiderstand R der Gleichstromwiderstand des Drahtes angenommen werden kann.
Entscheidend für die Güte der Antenne ist die Induktivität L. Sie hängt jedoch von der Fläche A und der Windungszahl N ab, bei Ferritantennen auch noch von der wirksamen Permeabilität μw.
Die Induktivität L berechnet sich für eine kreisförmige Rahmenantenne als kurze, weite Spule nach (4):
mit der Spulenbreite l und dem Spulendurchmesser d.
Für die Ferritantenne als dünne, lange Spule gilt
mit der Stablänge l, der Spulenlänge l' und dem Durchmesser d des Ferritstabes. Wie das Diagramm aus (5) in Bild 3 zeigt, hängt die wirksame Permeabilität von der Anfangspermeabilität μi des Materials und dem Schlankheitsgrad l/d des Ferritstabs ab. Übliche Ferritstäbe für Antennen mit einem l/d von 10 bis 25 haben ein μw zwischen 50 und 200, vom Material fast unabhängig.
Bild 3: Wirksame Stab-Permeabilität μw in Abhängigkeit vom Schlankheitsgrad l/d aus (5).
Die Streukapazität CS und die Eingangskapazität CE lassen sich mit der notwendigen Genauigkeit nur auf meßtechnischem Wege über die Resonanzfrequenz der Antenne ermitteln. Hat die Antenne ohne Schwingkreiskondensator CR die Resonanzfrequenz f1 und für einen beliebigen Kondensator, z. B. CR = 270 pF, die Resonanzfrequenz f2 gilt:
Mit dieser Messung läßt sich auch die tatsächliche Induktivität bestimmen.
Der praktische Bezug der Gleichungen soll an einer Rahmen- und einer Ferritantenne gezeigt werden.
2.1.1. Rahmenantenne
Rahmendurchmesser d = 50 cm
Spulenbreite l = 1,3 cm
Windungszahl N = 50. Es wird HF-Litze 45 × 0,05 CuLS verwendet, mit einem Widerstand von 0,2 Ω/m
Eingangswiderstand RE = 220 kΩ
Permeabilitätskonstante μ0 = 4 × π × 10-9 Vs/Acm
Vernachlässigt man RA, so hat die Rahmenantenne eine Güte von
Gemessen wurde an der fertigen Rahmenantenne:
L = 3,48 mH
CS + CE = 770 pF
Q = 46,5
Für die Resonanz auf f = 77,5 kHz ist CR = 442 pF erforderlich. Da die Streukapazität der Wicklung sehr stark von der Wicklungsanordnung abhängt, muß CR in jedem Fall bestimmt werden.
Für die Antennenspannung Ueff als Funktion der elektrischen Feldstärke E errechnet sich mit den Meßwerten
2.1.2. Ferritantenne
Es wird ein Ferritstab der Länge I = 200 mm mit einem Durchmesser d = 10 mm verwendet. Das Material hat nach Datenbuch bei 77,5 kHz eine Materialgüte von QM = 180 und eine Anfangspermeabilität μi = 750.
Aus Bild 3 folgt μw = 160.
Windungszahl N = 150 mit einer Spulen-breite l' = 30 mm und HF-Litze 45 × 0,05 CuLS mit einem ohmschen Widerstand R = 1,4 Ω.
Vernachlässigt man RA und setzt RE = 220 kΩ ein, ergibt sich
und
Gemessen wurde an der fertigen Ferritantenne:
L = 2,99 mH
CS + CE = 74,3 pF
Q = 110
Für Resonanz auf f = 77,5 kHz ist CR = 1,33 nF erforderlich.
Für die Antennenspannung Ueff errechnet sich aus den Meßwerten:
Es zeigt sich, daß die Ferritantenne gegenüber der Rahmenantenne nur die halbe Spannung bei gleicher Feldstärke liefert. Das läßt sich auch durch Erhöhen der Windungszahl N nicht wesentlich steigern, da dann die Güte Q sinkt. Für den gleichen Ferritstab ergibt sich bei
N = 300 Wdg; Q = 32 ; Ueff = 0,14 m × E
N = 500 Wdg; Q = 12,5; Ueff = 0,145 m × E
Da einerseits mit kleiner werdender Güte die Störbelastung der Eingangsstufe des Antennenverstärkers steigt, und andererseits bei hoher Güte eine Stör-Phasenmodulation auftritt, liegt das Optimum bei Q = 50. Dies entspricht einer Winduhgszahl von N = 250 für einen 200 mm langen Ferritstab und N = 300 bei einem 140 mm langen Stab mit den vorgegebenen Material- und Drahtwerten.
Wird die Antenne bei großen Temperaturunterschieden betrieben, z.B. bei der Anordnung unter dem Dach, so ist wegen des großen Temperaturkoeffizienten des Ferritmaterials eine geringere Güte sinnvoller.
3. Antenneverstärker DJ3RV 006
Um die Antenne an einem störungsarmen Ort montieren zu können, wird das schon in (2) beschriebene Konzept angewendet, die Ferrit- oder Rahmenantenne mit einem Verstärker zu betreiben und niederohmig über ein Koaxialkabel auszukoppeln.
Der Antennenverstärker hat damit im wesentlichen zwei Aufgaben, die Selektion mit einem schmalbandigen Filter, und die Anpassung an das Verbindungskabel zum Empfänger. Die Gleichstromversorgung erfolgt vom Empfänger über das Verbindungskabel.
3.1. Schaltungsbeschreibung
Die Schaltung der Baugruppe zeigt Bild 4. Um die Störbelastung für den Verstärker möglichst klein zu halten, sind am Eingang ein Tief- und ein Hochpaß vorhanden. Wird die Antenne in der Nähe des Senders betrieben, so ist es sinnvoll, den mit * im Schaltbild gekennzeichneten Tiefpaß aus 2 x 1 kΩ und 100 pF einzubauen. Dieser 100-pF-Kondensator ist Teil der Resonanzkreiskapazität CR und transformiert die beiden 1-kΩ-Widerstände als zusätzlichen Verlustwiderstand in den Antennenkreis. Die Güte der Antenne sinkt dadurch bei der im vorhergehenden Kapitel berechneten Ferritantenne mit N = 150 Windungen und einer Kreiskapazität von ca. 1,3 nF bei 200 mm Ferritstablänge (bzw. ca. 1,5 nF bei 140 mm) auf Q ≈ 50.
Bild 4: Antennenverstärker mit Zweipol-Quarzfilter.
Wesentlich für die Funktion des Quarzfilters ist ein symmetrisch gewickelter Transformator Tr1. Die beiden Sekundär-Teilwicklungen müssen gleichzeitig und gleichmäßig auf den ganzen Kern gewickelt werden. Die Induktivität soll ca. 10 mH betragen. Da die Permeabilität der Kerne stark schwankt, ist es ratsam, die Spule zu vermessen. Die Windungszahl kann zwischen 2 × 27 Wdg. und 2 × 32 Wdg. betragen. Wenn abgewickelt oder aufgewickelt werden muß, ist darauf zu achten, daß die Symmetrie der Wicklungen erhalten bleibt. Ein exakter Abgleich des Filters ist sonst nicht möglich.
Der Hochpaß ist durch den 100-pF-Koppelkondensator mit dem Eingangswiderstand des Verstärkers gegeben und soll die in die Antenne eingestreuten niederfrequenten Störungen dämpfen.
Der Verstärker vor dem Quarzfilter besteht aus T1 als Sourcefolger um einen hochohmigen Eingangswiderstand zu erreichen, und T2 in Gateschaltung als rückwirkungsarmen Verstärker zur Entkopplung von Antenne und Quarzfilter. Der 1,8-kΩ-Drainwiderstand an T2 stellt, transformiert über Tr1, die notwendige Quellimpedanz des Quarzfilters dar. Das Quarzfilter hat eine Bandbreite von ± 55 Hz und zwei ausgeprägte Dämpfungspole, mit denen Störträger um mehr als 70 dB unterdrückt werden können.
Der Abschlußwiderstand des Filters wird durch den Eingangswiderstand des als Emitterfolger geschalteten T3 und dessen Basisspannungsteiler realisiert. T4 ist als Verstärker geschaltet mit einem niederohmigen Kollektorwiderstand von 56 Ω, der die Quellimpedanz für das Koaxialkabel zur Empfängerschaltung bildet. Mit der veränderlichen Emittergegenkopplung an T4 läßt sich die Gesamtverstärkung der Baugruppe zwischen 1- und 10-fach einstellen, so daß eine Anpassung an unterschiedliche Eingangspegel möglich ist.
Wie bereits gesagt, erfolgt die Gleichstromversorgung der Schaltung über das Verbindungskabel. Die Transistoren T1, T2 und T3 werden über den 56-Ω-Widerstand an der Drain von T4 versorgt. Die Siebkondensatoren in Verbindung mit dem 22-Ω-Widerstand entkoppeln die Verstärker so, daß eine Selbsterregung mit Sicherheit ausgeschlossen ist.
3.2. Aufbau- und Abgleichhinweise
Der Aufbau des Antennenverstärkers ist problemlos, und zur Kontrolle der Arbeitspunkte sind im Schaltbild einige Gleichspannungswerte angegeben. Für einen symmetrischen Arbeitspunkt des Eingangsverstärkers sollten die Transistoren T1 und T2 auf gleiches UGS ausgesucht werden.
Den Bestückungsplan zeigt Bild 5, und Bild 6 einen Musteraufbau.
Bild 5: Bestückungsplan der einseitig kaschierten Antennenverstärker-Platine DJ3RV 006.
Bild 6: Musteraufbau des Antennenverstärkers DJ3RV 006 mit Ferritantenne.
Die folgende Stückliste enthält die speziellen Bauteile.
| T1,T2 | BF246A (TI) Auf gleiches UGS bei ID = 10 mA ausgesucht. P8002 auf gleiches UGS bei ID = 20 mA ausgesucht |
| T3,T4 | BC550C (Siemens) |
| Tr1 | Ringkern R16N30 (Siemens) prim.: 8 Wdg. HF-Litze 45 × 0,05 CuLS sek.: 2 × 30 Wdg. HF-Litze 45 × 0,05 CuLS |
| Q1 | f = 77508 Hz, Serienresonanz L1 = 53H ±20% Co ≈ 10 pF |
| Q2 | f = 77436 Hz, Serienresonanz L1 = 53H ±20% Co ≈ 10 pF |
Sind am Ort der Antenne große Störpegel zu erwarten, z.B. in der Nähe eines Fernsehgeräts oder Schaltnetzteils, so ist es sinnvoll, zuerst die Antenne zu wickeln und an einen Oszillographen angeschlossen auf Resonanz abzugleichen. Damit können die Störpegel der Geräte ermittelt werden, um spätere Überraschungen einzuschränken.
Der Verstärker vor dem Quarzfilter kann durch Störimpulse übersteuert werden. Am Drain von T2 tritt bei Eingangsspannungsspitzen an Pt601 von > 0,3 V Begrenzung auf. Sind größere Störpegel zu erwarten, so konnen für T1 und T2 Leistungs-FETs des Typs P8002 eingesetzt werden. Es gelten dann die im Schaltbild in Klammern angegebenen Werte, und die Primärwindungszahl des Transformators Tr1 muß auf 5 Windungen reduziert werden. Eine Begrenzung tritt dann erst für Spannungsspitzen von > 0,8 V auf.
Mit den in den Stücklisten charakterisierten Quarzen Q1 und Q2 ergibt sich die in Bild 7 gezeigte Durchlaßkurve des Quarzfilters. Mit dem 40-pF-Trimmer wird die Mittenfrequenz, und mit dem 6-pF-Trimmer die Lage der Dämpfungspole eingestellt.
Bild 7: Am Muster-Antennenverstärker gemessener Frequenzgang des Zweipol-Quarzfilters.
Beim Abgleich des Filters sollte man wie folgt vorgehen:
- 6-pF-Trimmer in Mittelstellung (ca. 4 pF)
- mit 40-pF-Trimmer bei 77500 Hz auf Maximum
- mit 6-pF-Trimmer den Dämpfungspol auf die 5. Harmonische der Zeilenfrequenz f = 78125 Hz einstellen
- mit 40-pF-Trimmer die Symmetrie der Dämpfung bei 75 kHz und 80 kHz nachgleichen.
Ein Abgleich auf gute Symmetrie im Durchlaßbereich und in der Weitabselektion ist nur mit einem stabilen Generator möglich. Das Wobbeln so schmaler Filter ist problematisch!
Der Antennenverstärker läßt sich auch als selbständige Einheit verwenden, wenn am Anschluß Pt603 ein Koppelkondensator von mindestens 0,1 µF zum Ausgang geschaltet wird, und die Gleichspannungseinspeisung mit +12 V am Kollektor von T3 erfolgt.
4. Empfänger- und Quarzoszillatorbaugruppe DJ3RV 007
Diese Baugruppe hat die Aufgabe, die für den Betrieb im RTTY-Transceiver benötigte Zeitinformation und Normalfrequenz aus dem vom Antennenverstärker gelieferten DCF-Signal zu erzeugen. Wie aus dem Blockschaltbild (Bild 1) ersichtlich, sind der Empfänger und der Quarzoszillator in einer Baugruppe zusammengefaßt, welche die Sekundenpulse und ein 6,2-MHz-Signal mit einem Pegel von -6 dBm an 50 Ω liefert.
Aus den Sekundenpulsen muß in einer weiteren Baugruppe, die in einem späteren Heft beschrieben wird, die Zeitinformation decodiert werden. Das 6,2-MHz-Signal dient als Referenzfrequenz für die Erzeugung der Hilfsfrequenzen für die RTTY-TransceiverSchaltungen, die ebenfalls in einem späteren Heft beschrieben werden.
4.1. Schaltungsbeschreibung
Die Schaltung der Baugruppe zeigt Bild 8. über das Kabel vom Antennenverstärker wird das DCF-Signal niederohmig an Pt701 in den Ringkerntransformator Tr2 eingekoppelt. Gleichzeitig erfolgt über die Primärwicklung die Gleichstromversorgung des Antennenverstärkers. Zur Verbesserung der Weitabselektion ist die Sekundärwicklung mit dem 4,7-nF-Styroflex-Kondensator auf Resonanz abgestimmt. Dieser Schwingkreis ist durch die Verluste im Kernmaterial und durch die Belastung mit dem Eingangswiderstand von Transistor T5 so breitbandig, daß kein Abgleich erforderlich ist.
Bild 8: Schaltung der Baugruppe DJ3RV 007 mit phasengeregeltem Quarzoszillator als Frequenznormal, und DCF-Empfänger mit Quarzfilter, Begrenzer für die Referenzfrequenz und Demodulator für die Sekundenpulse.
Die Transistoren T5 und T6 erzeugen die gegenphasigen Signale für das Quarzfilter mit Q3. Dieser Schaltungsteil ist der Veröffentlichung von Hetzel und Rohbeck (2) entnommen; die Arbeitspunkte und Impedanzen wurden meinen Schaltungsgegebenheiten angepaßt.
Transistor T7 entkoppelt das Filter von den nachfolgenden Stufen. Vom Kollektor wird über Tr3 der Begrenzungsverstärker S041P angesteuert. Die Sekundärwicklung von Tr3 ist ebenfalls mit einem 4,7-nF-Styroflex-Kondensator auf 77,5 kHz resonant. Das begrenzte 77,5-kHz-Signal wird über einen als Pegelwandler benutzten Komparator in I3 (LM339) auf CMOS-Pegel an Pt704 gebracht. Über eine Drahtbrücke wird es an Pt709 als Referenzsignal zum Phasenvergleich benutzt.
Vom Emitter des T7 wird das DCF-Signal in den geregelten ZF-Verstärker des TCA440 gespeist. Die übrigen Schaltungsteile des TCA440 werden nicht verwendet und sind mit Masse bzw. mit der Versorgungsspannung verbunden.
Aus dem verstärkten Signal am Resonanzkreis (L3 mit dem 4,7-nF-Styroflex-Kondensator) werden mit der Diode D1 (AA119) die amplituden-modulierten Sekundenpulse demoduliert, über einen zweiten Komparator in I3 auf CMOS-Pegel an Pt705 gebracht.
Die Diodenrichtspannung gelangt über ein Siebglied aus 100 kΩ/100 µF als Regelspannung an Pin 9 des TCA440. Über einen internen Emitterfolger liegt die Regelspannung niederohmig an Pin 10 (TCA440) und an Pt702 an. Dieses Signal wird zur Senderausfall-Erkennung benutzt und über einen dritten Komparator in I3 auf CMOS-Pegel an Pt706 gebracht.
An Pt702 kann zur Feldstärke-Anzeige ein 100-µA-Instrument mit einem Innenwiderstand von ca. 6 kΩ angeschlossen werden.
Das Kernstück der Normalfrequenzerzeugung ist der rauscharme Quarzoszillator in Colpitts-Schaltung mit dem Sperrschicht-FET T8. Der Grundwellen-Quarz Q4 schwingt in Parallelresonanz und wird über die beiden 220-pF-Styroflex-Kondensatoren an den FET gekoppelt. Die beiden Kondensatoren sollten jeweils etwa den 10fachen Wert der Abgleichkapazität des Quarzes haben. Für die Schaltung wurde ein Quarz mit 3,1 MHz, parallel 20 pF, verwendet. Mit der Serienkapazität des Quarzes aus 22 pF und 4,7 pF mit 10-pF-Trimmer an Pt713 wird die Frequenz abgeglichen. Die Frequenzregelung über die PLL geschieht mit der Kapazitätsdiode D2 (BB505G) in Reihe mit dem 18-pF-Kondensator an der niederohmigen Seite des Quarzes. Das hat mehrere Vorteile. Die Schaltung ist rauschärmer, die Wechselspannungsamplitude an D2 ist immer kleiner als die Gleichspannungsamplitude, und die Regelsteilheit beträgt nur ca. 1 Hz/V.
Wenn das Gerät häufig ein- und ausgeschaltet wird, ist diese Regelsteilheit zu wenig, die Einschwingzeit ist dann zu lang. Im Platinen-Layout ist deshalb die Möglichkeit vorgesehen, die Frequenzregelung an Pt713 anzuschalten. Die Kapazitätswerte müssen dann entsprechend angepaßt werden.
Die Schottky-Diode D3 dient zur Amplitudenbegrenzung.
Das Oszillatorsignal wird rückwirkungsarm am Drain von T8 ausgekoppelt, T9 verstärkt es auf CMOS-Pegel und steuert den Frequenzteiler in I6 (MC14568B) an. I6 enthält einen Phasenkomparator und zwei programmierbare Teiler. Um einen Teilerfaktor von 40 zu erreichen, werden beide Teiler in Reihe geschaltet und der erste mit einem Teilungsfaktor 1:4, der zweite mit 1:10 fest programmiert.
Der Ausgang der Teilerkette ist zum Abgleich an Pt712 herausgeführt und intern auf den Phassnkomparator geschaltet. Das Referenzsignal vom Sender liegt über Pt709 und Pin 12 am Phasenkomparator. Das Phastndifferenz-Signal wird am TristateAusgang (Pin 13) abgenommen und regelt über den CMOS-Schalter I5 (4066) und den Tiefpaß aus R = 220 kΩ und C = 68 µF mit der Kapazitätsdiode D2 die Phase des Oszillators nach.
Bei Senderausfall verschwindet die Regelspannung an I1, und der Schalter I5 öffnet den Regelkreis. Die Diode D2 liegt dann an der durch I4 (REF 02) erzeugten Referenzspannung von +5 V. Der Oszillator sollte daher so abgeglichen sein, daß er seine Sollfrequenz bei +5 V an D2 hat. Eine Abweichung von diesem Wert zeigt bei geschlossenem Regelkreis dann das Instrument zwischen Pt714 und Pt715 an.
Der Wert der Zeitkonstante des Tiefpasses ist sehr wesentlich. Für einen geringen Störeinfluß sollte sie möglichst groß sein, jedoch kleiner als die durch die Bauelemente bedingte Unstabilität. Das heißt, eine große Zeitkonstante erfordert einen hochwertigen, möglichst vorgealterten Quarz und einen Betrieb der Schaltung bei nahezu konstanter Umgebungstemperatur.
Eine zu große Zeitkonstante führt beim Einschalten oder nach einem langen Senderausfall zum Überschwingen im Regelkreis. Bei dem gegebenen Schaltungsaufbau stellt eine Zeitkonstante von τ = R × C = 100 s die obere Grenze dar. Gewählt wurde ein Wert mit τ = R × C = 220 kΩ × 68 µF = 15 s, der einen brauchbaren Kompromiß darstellt. Trotzdem dauert es nach einem 180°-Phasensprung des Referenzsignals - durch Drehen der Antenne um 180° simuliert - ca. 3 Minuten bis die Frequenz auf ±1 Hz stabil steht.
Diese Zeit läßt sich durch die im Schaltbild mit * gekennzeichneten antiparallel geschalteten Dioden D6 und D7 und den 39-kΩ-Widerstand in Reihe verringern. Sie begrenzen große Regelabweichungen und verkleinern die Zeitkonstante. Da damit aber. störungsbedingte kurzzeitige Phasenabweichungen einen größeren Einfluß auf die Frequenzstabilität haben, wurde diese Möglichkeit im Layout zwar vorgesehen, beim Autor und im Musteraufbau jedoch nicht bestückt.
Um das Oszillatorsignal möglichst rückwirkungsarm auskoppeln zu können, wird es mit T10 verstärkt und mit den Dioden D4 und D5 in der Frequenz verdoppelt. L1 ist auf die Quarzfrequenz 3,1 MHz abgestimmt, und L2 auf die doppelte Frequenz 6,2 MHz. Mit T11 und T12 wird das Signal verstärkt und mit Tr4 auf eine Quellimpedanz von 50 Ω transformiert.
4.2. Aufbau- und Abgleichhinweise
Wie aus dem Bestückungsplan Bild 9 und dem Musteraufbau in Bild 10 ersichtlich, sind Empfänger- und Oszillatorschaltung auf einer Platine aufgebaut und mit einem Weißblechgehäuse abgeschirmt, um die Gefahr der Selbsterregung durch Rückkopplung auf die Antenne klein zu halten.
Bild 9: Bestückungsplan der einseitig kaschierten Platine DJ3RV 007.
Bild 10: Musteraufbau der Empfängerbaugruppe DJ3RV 007.
Die Platine kann bis auf die Leitungsbrücken Br1 und Br2 vollständig bestückt werden. Die MOS-Bausteine I5 und I6 sollte man zuletzt einsetzen; sie können in Fassungen eingebaut werden. I1 und I2 müssen direkt eingelötet werden, bei Fassungen besteht Schwingneigung. Für einen einfacheren Abgleich der Schaltung ist es sinnvoll, die Induktivität der Spulen und Transformatoren vor dem Einbau zu messen. Die Daten sind aus der folgenden Stückliste zu entnehmen.
| T6,T7,T9 | BC550C (Siemens, u. a.) |
| T5 | BC560C (Siemens, u. a.) |
| T8, T10, T11, T12 | BF246A (TI, u. a.) T11 und T12 auf gleiches UGS bei ID = 10 mA ausgesucht |
| I1 | TCA440 (Siemens, u. a.) |
| I2 | S041P (Siemens) |
| I3 | LM339 (National, u. a.) |
| I4 | REF02 (PMI, Boums) |
| I5 | 4066B (RCA, u. a.) |
| I6 | MC14568B (Motorola) |
| D1 | AA119 (Siemens, u. a.) |
| D2 | BB505G (Siemens, u. a.) |
| D3 | 2800 (HP, u. a.) |
| D4,D5,D6,D7 | 1N4151 |
| Tr2, Tr3 | Ringkern R10N30 (Siemens) prim.: 3,5 Wdg., ca. 0,35 CuL sek.: 23,5 Wdg., ca. 0,35 CuL, 0,9 mH |
| Tr4 | Ringkern R10N30 (Siemens) 2x12 Wdg., ca. 0,35 CuL |
| L1 | Filterbausatz Vogt D 41-2165, Farbe orange 2 x 25 Wdg., ca. 0,15 CuL, 26 µH 8 Wdg., ca. 0,15 CuL |
| L2 | Filterbausatz Vogt D 41-2165, Farbe orange 25 Wdg., ca. 0,15 CuL, 7 µH 6 Wdg., ca. 0,15 CuL |
| L3 | Ringkern R10 N30 (Siemens) 23,5 Wdg., ca. 0,25 CuL, 0,9 mH |
| Q3 | 77,5 kHz, parallel 40 pF |
| Q4 | 3,1 MHz, parallel 20 pF |
| Trimmer | 40 pF Folientrimmer 7,5 ø (Valvo: violett) 10 pF Lufttrimmer, Johanson Typ 5200 |
Alle im Schaltbild nicht besonders gekennzeichneten Bauelemente können als Standardbauteile mit den angegebenen Werten eingesetzt werden.
Widerstände: Kohleschicht mit RM = 10 mm evtl. Metallschichtwiderstände im Oszillator und Phasenregelkreis
Kondensatoren: ker. Kondensatoren mit RM = 5 mm, teilweise RM = 2,5 mm; im Oszillatorbereich mit TK:NP0
Die Kennzeichnung der übrigen Kondensatoren:
S = Styroflex (polystyrene film dielectric)
F = Folie
T = Tantal
Für den Tiefpaßkondensator C = 68 µF sollte ein hermetisch dichter Typ eingesetzt werden.
Für die Inbetriebnahme und den Abgleich der Baugruppe sind ein Meßsender, ein Frequenzzähler, ein Oszillograph und ein Vielfach-Instrument sehr hilfreich. Die folgende Vorgehensweise hat sich beim Autor bewährt:
Die Betriebsspannung +15 V an Pt 703 anlegen. Die Stromaufnahme soll ohne Antennenverstärker ca. 25 mA betragen. Kontrolle der Betriebsspannung an I1 und I2.
Abgleich des Quarzfilters.
Den Meßsender über einen Koppelkondensator an Pt 701 (Vorsicht Gleichspannung!) und den Oszillograph am Emitter von T7 anschließen. Meßsender auf 77,5 kHz mit ca. 3 mV Eingangspegel einstellen.
Mit dem Trimmer in Serie zu Q3 auf maximalen Pegel an Oszillographen einstellen. Meßsender auf 75 kHz bzw. 80 kHz mit ca. 100 mV Eingangspegel einstellen und das Quarzfilter mit den Brückenelementen 25 kΩ und 40 pF auf gute Symmetrie der Weitabselektion einstellen. Den am Muster gemessenen Frequenzgang des Quarzfilters einschließlich der Selektion durch Tr 2 zeigt Bild 11.
Bild 11: Frequenzgang des Quarzfilters in der Empfängerbaugruppe.
Kontrolle des Empfangspegels.
Die Antennenverstärker-Baugruppe DJ3RV 006 an Pt701 anschließen und die Antenne auf den Sender DCF ausrichten. Vorsicht mit der Störstrahlung des Oszillographen!
Die Stromaufnahme an Pt703 sollte zwischen 50 mA und 75 mA betragen.
Am Emitter von T7 soll ein DCF-Empfangssignal von mindestens 1 mV und maximal 200 mV anliegen. Mit dem Pegelregler im Antennenverstärker muß sich ein Wert in diesem Bereich einstellen lassen. Ein zu großer Wert übersteuert I1 und I2 und verursacht Phasenmodulation der Sekundenpulse. Ein zu kleiner Wert verringert die Störsicherheit. Falls sich in Sendernähe der Pegel nicht so weit verringern läßt, sollte die Antenne durch Parallelschalten eines Widerstandes gedämpft werden. Auch ein Verkleinern des Drain-Widerstands von T2 bei gleichzeitiger Reduzierung der Primärwindungszahl von Tr1 bringt eine Pegelminderung bei besserer Störsicherheit.
Die Betriebsspannung +10 V am Pt710 anlegen. Die Stromaufnahme soll ca. 30 mA betragen.
Kontrolle der folgenden Meßpunkte
An Pt704 muß ein Rechtecksignal mit 77,5 kHz und 10 V, an Pt705 die Sekundenpulse, an Pt706 +10 V und an Pt714 +5 V anliegen. Das Signal an Pt706 ist das Senderausfall-Erkennungssignal.
Durch Drehen der Antenne um 90° (Empfangsminimum) kann der Senderausfall simuliert werden. Das 1-kΩ-Poti so einstellen, daß dann die Spannung am Pt706 auf ca. 0 V abfällt.
Abgleich der Oszillatorschaltung
Mit dem Oszillographen die Spannungspegel an Drain und Source von T8 kontrollieren.
L1 und L2 auf maximalen Pegel an Pt711 abgleichen.
Die Quarzfrequenz mit dem 10-pF-Trimmer so einstellen, daß an Pt711 exakt 6 200 000 Hz gemessen werden. Zur Kontrolle des Teilers in I6 müssen an Pt712 dann 77 500-Hz-Pulse mit CMOS-Pegel anliegen. Läßt sich der Quarz nicht auf die Frequenz ziehen, so muß eventuell der 22-pF-Kondensator in Serie zum Quarz vergrößert oder verkleinert werden.
Als letztes müssen die Drahtbrücken Br1 zwischen Pt704 und Pt709 sowie Br2 zwischen Pt706 und Pt708 eingesetzt werden. Daß dazu die Betriebsspannung abgeschaltet und die Schaltung sowie der Lötkolben geerdet sein sollten, wird als selbstverständlich vorausgesetzt.
Nach dem Wiedereinschalten der Baugruppen sollte spätestens nach einigen Minuten die PLL den Quarzoszillator auf das DCF-Sendesignal synchronisiert haben. Das ist am Instrument zwischen Pt714 und Pt715 zu erkennen, wenn der Zeiger nicht mehr springt, sondern einen festen Wert anzeigt.
Durch Alterung des Quarzes und der Schaltung muß in den ersten Wochen nach der Betriebnahme die Frequenz des öfteren nachgezogen werden. Am Instrument ist die Abweichung vom Mittelwert erkennbar.
Bei Betrieb mit einem langen Kabel zwischen der Antennenbaugruppe und dem Empfänger können HF-Einstreuungen von KW- und UKW-Sendern ins Kabel durch ein RC-Glied aus 47 Ω und 2,2 nF an Pt701 Abhilfe schaffen. Besonders bei Verwendung eines Antennenverstärkers nach (2) ist dieses RC-Glied nötig.
Werden in der Baugruppe DJ3RV 006 im Eingang P8002 eingesetzt, so muß das RC-Glied auf 22 Ω und 2,2 nF, und der Widerstand vor Tr2 von 22 auf 10 Ω reduziert werden. Der Abfall der Versorgungsspannung ist sonst zu groß.
Bild 12: DCF77-Empfänger fertig zum Probebetrieb.
5. Literatur
- Becker, G.; Rohbeck, L.: Ein Normalfrequenz-Quarzoszillator, nachgesteuert vom Sender DCF77, Elektronik (24) 1975, Heft 2, S. 73-76
- Hetzel, P.; Rohbeck, L.: Datums- und Zeitangabe drahtlos empfangen, Funkschau 1974, Heft 19, S. 727-730; Heft 23, Korrekturen
- Stirner, E.: Antennen, Band 1: Grundlagen, A. Hüthig Verlag Heidelberg, 1977
- Vilbig, E: Lehrbuch der Hochfrequenztechnik, Band 1, S. 116, 4. Auflage, Akad. Verlagsgesellschaft, Leipzig 1945
- Valvo Handbuch: Ferroxube Seite 496 Hrsg.: Valvo GmbH, Hamburg 1978
DJ3RV, Friedrich Krug.