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Es wird eine 2-m-Endstufe beschrieben, die bei der zulässigen Ausgangsleistung von 750 Watt ein Signal von hoher spektraler Reinheit zu erzeugen vermag. Da der Bau eines solchen Verstärkers Geschick, Erfahrung und Geduld erfordert, möchte ich nicht die dem Experten ohnehin bekannten Schaltungstechniken erneut breittreten, sondern beschränke mich auf die Besonderheiten im Umgang mit dieser Röhre. Da der intermodulationsarme, also "splatterfreie" Betrieb auch bei stark schwankenden Aggregatsspannungen im Portabelbetrieb aufrecht erhalten bleiben soll, wurde der Konstruktion des Netzteils besonderes Augenmerk gewidmet.
Im Gegensatz zur landläufigen Meinung ist die weitverbreitete Röhrenfamilie 4X150/4CX250 nicht für Linearverstärker, sondern bereits in den vierziger Jahren für AM- und FM-Sender im C-Betrieb entwickelt worden. Die Tetrode 4CX1000A/ JAN8186 (Bild 1) wurde hingegen speziell für SSB-Linearverstärker und Fernsehsender konzipiert und verfügt über einen weiten linearen Aussteuerbereich. Leider ist sie nicht so robust wie ihre kleineren Vorgänger, was zu erhöhter Sorgfalt in der Senderkonstruktion und im praktischen Betrieb zwingt.
Bild 1: Die 4CX1000A oder JAN8168.
Die Steuer-Elektroden der 4CX1000A sind in Spanngittertechnik ausgeführt, wobei das Schirmgitter im "Schatten" des Steuergitters liegt. Diese Konstruktion erfordert werksseitig eine genaue Justierung der Gitter und anwenderseitig Maßnahmen, die eine auch nur kurzzeitige Überlastung dieser Gitter verhindern, da sie sich sonst verziehen und den Elektronenschatten verlassen. Der Hersteller gibt für G1 eine zulässige Verlustleistung von 0 Watt (!) an. Immerhin wird ein Scheitelwert von 5 mA bei Aussteuerung zugestanden. Im Laufe der Jahre habe ich eine größere Zahl von Röhren (auch original verpackte) erprobt, die sich im Betriebsverhalten alle unterscheiden. Insgesamt entstand der Eindruck einer gewissen "Überzüchtung".
1. Schaltungsbeschreibung
Das Zusammenwirken der einzelnen Funktionsgruppen ist aus dem Gesamtplan (Bild 2) ersichtlich. Die eigentliche Verstärkerstufe ist zusätzlich in ihrer Detailschaltung (Bild 3) wiedergegeben.
Bild 2: Gesamtplan der Endstufe mit Treiber.
Bild 3: Schaltung der Verstärkerstufe.
Nach Angaben des Herstellers (Eimac) liegt die maximale Betriebsfrequenz des Typs 4CX1000A im Originalsockel SK800 bei 110 MHz. Für die Version 4CX1000K sind 400 MHz angegeben, obwohl beide Röhren bis auf die Sockelanschlüsse und den verwendbaren Sockel identisch sind. Die Luftdurchlässe auf der Schirmgitterplatte des Sockels SK 800 sollten durch aufgeschraubte Bleche so weit abgedeckt werden, daß die Röhre noch gewechselt werden kann. Nach dieser Modifikation ist auch die Röhre 4CX1000A für 145 MHz verwendbar. Die Kühlluft (Motorleistung 80 bis 100W) wird in den Anodenraum geblasen und über einen Zylinder aus Teflon oder Zeichenkarton nach außen geführt.
Das Schirmgitter ist über den im Sockel integrierten Abblockkondensator (5 nF) nicht ausreichend gegen Schwingungen geschützt. Bei der Inbetriebnahme des Senders mußte eine starke Selbsterregung im Langwellenbereich festgestellt werden, wobei die Schirmgitterverdrosselung einen Teil des Resonanzkreises bildete. Abhilfe schaffen bedämpfte Drosseln von höchstens 10 µH und Kondensatoren in der Größenordnung von 10 nF. Um Rauscheffekte zu vermeiden, wird in den Stand-by-Zeiten das Schirmgitter an Masse geschaltet. Die Siebkondensatoren dürfen deshalb auch wieder nicht zu groß sein, damit die Relaiskontakte keine unnötig hohe Ladeströme schalten müssen.
Weil der Schirmgitterstrom im Betrieb negativ ist (Sekundär-Emission), sollte neben einer Vorlast der G2-Spannung von mindestens 70 mA zusätzlich ein Überspannungsschutz (Gasentladungsableiter für 400 - 600 V) eingebaut werden, um das Schirmgitter und den Abblockkondensator im Sockel gegen Hochlaufen der Spannung zu schützen.
Das Steuergitter verfügt zwar über eine hohe Steilheit (30 mA/V), hat dafür aber eine Eingangskapazität von etwa 90 pF. Ein λ/4-Resonanzkreis ist nicht verwendbar, da der Spannungsknoten bereits am Röhrensockel liegt. Als günstige Lösung hat sich ein λ/2-Kreis herausgestellt, wobei die Frequenzabstimmung an dem der Röhre gegenüberliegenden Ende durchgeführt wird. Die Einkopplung vom Steuersender erfolgt induktiv. Ein weiterer Drehkondensator kompensiert die Induktivität der Einkoppelleitung (Bild 4).
Bild 4: Konstruktionsdetails des Gitterkreises und der Einkopplung.
Jeder der drei G1-Anschlüsse des Sockels ist mit einem kapazitiv abgetrennten 1-kΩ-Widerstand belastet, um Schwingneigungen bei tiefen Frequenzen zu unterdrücken. Bei eventuellen Schwingungen mit den Siebgliedern des Steuergitters liegen diese Widerstände am heißen Ende des Kreises, bewirken also eine erhebliche Bedämpfung. Für das Nutzsignal sind sie nahezu wirkungslos, da sie sich in der Nähe des Spannungsknotens befinden. Geometrie und Kopplung der Kreise müssen experimentell optimiert werden.
Der Anodenresonator der Röhre hat einen Durchmesser von 85 mm. Zur Vermeidung von Laufzeiteffekten und einseitigen Stromabnahmen sollte der Resonanzkreis die Anode möglichst allseitig belasten. Nach einigen Fehlversuchen erwies sich ein 65 mm breiter λ/2-Leitungskreis (Röhre im Spannungsbauch) mit galvanischer Auskopplung der Hochfrequenzleistung als optimale Lösung (Bild 5). Die Anodenspannung wird in der Nähe des kalten Endes an einen flächigen Koppelkondensator (Sandwichtechnik) geführt. Der Resonator selbst liegt gleichspannungsmäBig an Masse. Der Koppelkondensator kontaktiert über Fingerstock-Material die Röhrenanode und wird mit Hilfe von Teflon- und Keramikstützen auf die 0,3 mm dicke Teflonfolie gedrückt. Da die Anodenspannung am Aggregat im Leerlauf auf deutlich über 4 kV ansteigt, ist bei der Konstruktion dieser Teile darauf zu achten, daß keine lonisationsstrecken zwischen den Schrauben und dem Kondensator entstehen können. Die Verdünnung der Teflonstützen ist deshalb etwa 0,1 mm tiefer als die Dicke der Kondensator-platte. Zwei weitere Teflonstützen halten den Abstand des Resonators vom Boden konstant. Der Ausgangskreis ist damit so stabil, daß auch nach längerem Betrieb kein Nachstimmen erforderlich. Die Resonanzabstimmung erfolgt über eine spindelgetriebene Blechplatte, die über ein dünnes, flexibles Kupferblech geerdet ist.
Bild 5: Konstruktionsdetails des Anodenresonators (Auskoppelseite).
Die Auskopplung liegt etwa 60 mm vom kalten Ende des Kreises entfernt. Die Kontaktierung erfolgt über einen dreifach verschraubten Messingwinkel, dessen Abgriffstelle zur Optimierung der Anpassung um einige Zentimeter justierbar ist (Bild 6). An diesen Winkel wurde als induktionsarme Verbindung eine Kupferfolie angelötet, die so zugeschnitten wird, daß ihre Spitze auf eine am Boden befestigte Durchführung trifft (Innenleiter einer auf der gegenüberliegenden Seite abgedrehten N-Buchse).
Bild 6: Gesamtansicht des Ausgangskreises (Deckel der Resonatorkammer entfernt).
Unter dem Resonatorboden befindet sich in einem 50 mm hohen Standard-Weißblechgehäuse ein zweistufiges Tiefpaßfilter. Mit den zur Verfügung stehenden hochwertigen Luftkondensatoren ergab sich eine Grenzfrequenz von 200 MHz. Anstelle der zu erwartenden Leistungsminderung ergab sich eine geringfügige Erhöhung der Ausgangsleistung, da mit Hilfe der Trimmkondensatoren die reaktiven Anteile der Kopplung kompensiert werden konnten.
Über N-Verbinder wird die Ausgangsleistung anschließend einem Reflektometer zugeführt. Es zeigte sich, daß Antennen mit einer Rückflußdämpfung von weniger als 15 dB (SWR etwa 1,5) und schlechter Mantelwellenunterdrückung nicht verwendet werden können, da wegen der hohen Leistung Signalrückfluß und Mantelwellen zu HF-Einstrahlungen in die eigene Station führen. Deshalb sind in die Endstufe je ein Meßwerk für Vorlauf und Rücklauf eingebaut.
Aus der Richtspannung des Signalvorlaufs läßt sich eine automatische Verstärkungsregelung (ALC) aufbereiten, die zum Transceiver zurückgeführt wird und dort Übersteuerungen und Leistungsüberschreitung verhindert (Bild 7). Bei Erreichen der zulässigen 750 Watt leuchtet eine rote Leuchtdiode auf. Mit Hilfe der ALC oder"eines sorgfältig dimensionierten Sprach-Prozessors läßt sich diese Überschreitung verhindern.
Bild 7: Aufbereitung der ALC-Spannung aus der Vorlaufspannungs des Reflektometers.
Die Vorlaufsspannung des Richtkopplers wird an einen Monitorausgang gelegt und während des Betriebs ständig mit einem einfachen DCOszilloskop überwacht. Diese Darstellung zeigt das Ergebnis der gesamten Senderaufbereitung an. Diese einfache Methode sei allen Stationen mit höherer Leistung ans Herz gelegt, denn ein Zeiger-Instrument ist wegen seiner integrierenden Wirkung zur Aussteuerungskontrolle ungeeignet. Vor allem bei Kontesten sind leider immer noch viel zu viele "Intermodulationsriesen" zu hören.
Die Leistungsverstärkung der Röhre 4CX1000A ist wegen ihres niedrigen Eingangswiderstandes nicht sehr hoch. Für 750 W Ausgangsleistung werden etwa 10 Watt Steuerleistung benötigt. Der Eingangswiderstand ist zudem ausssteuerungsabhängig, läßt sich also immer nur für einen ganz bestimmten Betrag der Eingangsleistung (CW) auf das 50-Ω-System optimieren. Bei intermittierender Ansteuerung (SSB) erfolgt diese Optimierung für das Aussteuermaximum (Sprachspitzen).
Leider sind auf dem deutschen Markt kaum Transceiver erhältlich. die diese Steuerleistung an eine dynamische, also aussteuerungsabhängige Last in der erforderlichen Qualität (Intermodulationsabstand größer als 30 dB) abzugeben vermögen. In die Endstufe wurde deshalb eine Treiberstufe eingebaut, die weit unterhalb ihres 1dB-Kompressionspunktes betrieben wird. Der hier verwendete 12-V-Transistor MRF245 verschlechtert das Treibersignal nur geringfügig.
Nachdem die Verstärkung dieser Stufe im Linear-betrieb mit 10 bis 12 dB gemessen wurde, konnte bei gleichzeitiger Verringerung der Transceiverleistung ein Dämpfungsglied von 5 dB vor den Treibereingang geschaltet werden. Diese auf den ersten Blick kuriose Maßnahme verbessert die Anpassung zwischen Transceiver und Endstufe, so daß der Steuersender für alle Aussteuerungszustände eine weitgehend reelle Last "sieht". Damit werden Intermodulationsprodukte reduziert und stehende Wellen auf den Koaxverbindungen verhindert, was wiederum der Einstrahlfestigkeit (für die eigene HF) der gesamten Station dient.
2. Netzteil
Das Netzteil ist für einen zweistufigen Verstärker verhältnismäßig aufwendig. Zum Teil resultiert dieser Aufwand aus der Notwendigkeit, der Endstufe auch an einem Notstrom-Aggregat ein sicheres Betriebsverhalten zu ermöglichen. Allein der Effektivwert der Versorgungsspannung schwankt trotz einer internen Regelung am Generator um bis zu 40 Volt. Besondere Probleme verursacht die Kurvenform dieser Versorgungsspannung, da im Leerlauf Impulsspitzen auftreten, die trotz Verwenden eines niederohmigen, überdimensionierten Schnittbandkern-Transformators die Anodenspannung von 2,8 kV unter Last auf beängstigende 4,4 kV ansteigen lassen.
Die gesamte Hochspannungsseite wurde mit einem gesonderten Hochvoltgenerator auf 6,5 kV "abgedrückt". Alle scharfen Kanten wurden ver-rundet, um möglichst auch Korona-Entladungen at vermeiden. Solche Entladungen äußern sich durch kleine bläuliche Lichterscheinungen. Sie sind nicht nur die Vorstufe eines "satten" Oberschlags, sondern können auch fatale Rauschspektren erzeugen. Der Hochspannungs-Transformator wird über einen anschließend zu überbrückenden 10-Ω-Schutzwiderstand ans Netz geschaltet.
Die Hochspannungssiebung erfolgt über eine Kette von Elektrolytkondensatoren, deren nominelle Spannungsfestigkeit bei 6,5 kV liegt. Die Gesamtkapazität beträgt 70 µF. Bei solchen Anordnungen ist darauf zu achten, daß möglichst baugleiche, fabrikneue Kondensatoren Verwendung finden. Vor der Inbetriebnahme sind alle El-kos auf ihre Nennspannung neu zu formieren. Zur gleichmäßigen Restspannungsverteilung und zur baldigen Entladung nach dem Abschalten erhält jeder Kondensator einen Shuntwiderstand von 220 kΩ. Die Becherkondensatoren werden auf einer Isolierplatte montiert. Um einen Wärmestau im Netzteil-Gehäuse zu vermeiden, wird dieses mit einem kleinen Flachlüfter entsorgt.
Die Schirmgitterspannung beträgt 320 V und muß unbedingt stabilisiert werden. Wegen der großen Schwankungsbreite der Eingangsspannung von 400 bis 600 V (Aggregat-Betrieb) schied eine Z-Dioden-Stabilisierung schon deshalb aus, weil die im Vorwiderstand und in den Dioden umgesetzte Wärmeleistung nicht tragbar ist. Die Restwelligkeit einer reinen Z-Dioden-Stabilisierung kann auch nicht Anlaß von Euphorie sein.
Realisiert wurde eine aus der Niederspannungstechnik bekannte Schaltung (Bild 8), die jedoch eine sorgfältige Auswahl der Transistoren verlangt. Zu beachten ist, daß Hochspannungstransistoren bei kleinen Strömen Stromverstärkungswerte haben, die teilweise unter 1 liegen. Zur Zeit der Konstruktion gab es noch keine preisgünstigen Hochspannungs-MOS-FETs, die sicher auch geeignet sind. Die Diode im Ausgang der Schaltung dient dem Schutz der Elektronik gegen "Hochlaufen" der Schirmgitterspannung infolge Sekundär-Emission in der Röhre.
Bild 8: Schirmgitterversorgung.
Die G1-Spannung wird auf einen Anoden-Ruhestrom von etwa 200 mA eingestellt und liegt in der Größenordnung von - 60 V. In den Empfangsphasen wird diese Spannung auf - 120V hochgeschaltet. Die einstellbare Spannungsstabilisierung bietet sonst keine Besonderheiten.
Ein Problem besonderer Art stellt die Röhrenheizung dar. Der Hersteller schreibt eine maximale Effektivwertschwankung von ± 5 % vor, die sich ohne besondere Maßnahmen zumindest am Aggregat nicht einhalten läßt. Da eine Gleichspannungsstabilisierung für 6 V/10 A schaltungs- und energieaufwendig ist, habe ich mich für eine PTT-gesteuerte Umschaltung in zwei jeweils einstellbaren Stufen entschieden (Bild 9). Die Heizspannung wird bei Empfang an einem den Effektivwert anzeigenden Dreheisen-Instrument von außen auf den richtigen Betrag justiert. Am stabilen Netz liegt die Differenz zwischen Senden und Empfang noch innerhalb der Toleranzgrenzen. Bei Aggregat-Betrieb wird das Draht-Potentiometer Rv so eingepegelt, daß bei mittlerer Sprachaussteuerung die Heizspannung wieder bei 6 V liegt. Die thermische Trägheit der Heizung gleicht die Sprachschwankungen aus. Zum Verringern der Schaltströme wurden die Stabilisierungsmaßnahmen auf die Primärseite verlegt. Der Transformator ist für 7,5 V/10 A dimensioniert.
Bild 9: Versorgung der Röhrenheizung.
Der Lüfter für die PA-Röhre kann in den Stand-by-Phasen mit Hilfe eines abschaltbaren Vorwiderstandes auf eine niedrige Drehzahl geschaltet werden (Bild 10). Zur Verringerung der ohm-schen Verluste im Vorwiderstand wurde der Motor mit C = 2,2 µF kompensiert. Der 10-Ω-Widerstand dient der Verringerung der Schaltströme und damit dem Schutz der Relaiskontakte. In den Empfangsphasen ist das Lüftergeräusch so leise, daß es nicht mehr stört.
Bild 10: S-E-Umschaltung des Lüfters.
3. Meßwerte
Der Betrag von Steuer- und Ausgangsleistung wurde über Richtkoppler mit genau bekannter Koppeldämpfung bestimmt. Zur Anzeige dienten zwei thermische Leistungsmesser. Die Beträge der Ausgangsleistung (Bild 11) decken sich recht gut mit anderen Kontrollmessungen.
Bild 11: Verstärkerwirkung der Endstufe.
Bei Kurve 1 wurden die Abstimmelemente für die zugelassene Ausgangsleistung von 750 Watt optimiert. Auffällig ist die ausgesprochen lineare Steuerkennlinie weit über diesen Pegel hinaus. Das Fehlen von Krümmungen und Wendepunkten deutet auf eine für Linearbetrieb konstruierte Röhre hin. Bei Aussteuerung mit einem niederfrequenten Einton führt die Geräte-übergreifende ALC zu einer Begrenzung bei 750 Watt. Bei statischer Aussteuerung ergibt sich dann in der Kennlinie ein scharfer Knick (Kurve 2). Sprachsignale reduzieren über die Zeitkonstante der automatischen Pegelregelung die Systemverstärkung so weit, daß eben nur noch diu zugelassene Leistung als Spitzenwert vorkommt. Das dreieckige Feld innerhalb der Kurve 2 markiert den Aussteuerbereich mit ALC. Wird bei hochfrequenter Einton-Aussteuerung die Abstimmung für Oberstrichleistung optimiert (Kurve 3), so verschiebt sich der 1-dB-Kompressionspunkt in die Gegend um 2 kW. Die Anodenspannung beträgt 3,2 kV, der Ruhestrom 200 mA.
Eine besonders aussagekräftige Linearitätsbeurteilung läßt sich mit Hilfe eines Zweitontests durchführen. Das in Testberichten allgemein übliche Verfahren der Ansteuerung des Senders mit Hilfe eines niederfrequenten Zweitons ist schon deshalb nicht benutzt worden, weil der verwendete Selbstbau-Analysator zwar über die entsprechende Dynamik, nicht aber über eine Analysierband breite von 100 Hz verfügt. Zudem geht bei dieser Methode die gesamte Signalaufbereitung in das Ergebnis ein. Weiterhin kann bei den so erzeugten Spektren nicht immer zwischen echten Intermodulationsprodukten und Oberschwingungen der Niederfrequenz unterschieden werden.
Für die hier abgebildeten Spektren wurden zwei leistungsfähige Steuersender über einen 3-dBKoppler zu einem Zweifrequenz-Generator zusammengeschaltet. Der Frequenzabstand lag bei 10 kHz, die Entkopplung der Sender untereinander war größer als 30 dB.
In Bild 12 ist das Ausgangsspektrum für 2 × 188 Watt wiedergegeben. Die Röhrenkennlinie wird dabei so weit durchgesteuert, wie es bei einem Einton-Signal von 750 Watt auch der Fall wäre. Ins Auge fallen die hohen Abstände der Intermodulationsprodukte 3.Ordnung (IM3) von 34 dB (rechts) und 39 dB (links) gegenüber den Einzelsignalen. In Relation zur 6 dB größeren Spitzenaussteuerung erhöhen sich diese Werte noch um jeweils diese 6 dB auf 40 dB und 45 dB. Mit zunehmender Ordnung fallen die Intermodulationsprodukte stark ab. Die etwas ungleiche Amplitude der IM3-Produkte dürfte auf die hierfür nicht mehr ausreichende Entkopplung der Sendersignale untereinander zurückzuführen sein.
Bild 12: Intermodulationsspektrum für 2 x 188 Watt Ausgangsleistung, entsprechend 750 Watt Eintonleistung.
I1 = 0 mA
h: 10 kHz/Skt
v: 10 dB/Skt
Bei der nächsten Messung-konnten die Steuersignale weiter vorgedämpft werden, denn die Treiberstufe mit dem Transistor MRF245 wurde mit in den Signalweg einbezogen. Die IM3-Abstände bleiben zwar etwa gleich, jedoch zeigt sich hier (Bild 13) ein Charakeristikum vieler Transistorverstärker, daß nämlich die Intermodulationsprodukte höherer Ordnung nicht mehr so schnell abfallen. Berücksichtigt man, daß für Störungen benachbarter Frequenzen nur die Produkte höherer Ordnung relevant sind, so findet die Verwendung eines möglichst großen Treibertransistors hier ihre Rechtfertigung.
Bild 13: Intermodulationsspektrum für 2 × 188 Watt Ausgangsleistung einschließlich Treiberstufe MRF 245.
h: 10 kHz/Skt
v: 10 dB/Skt
Für die Messungen wurden ein nachverstärkter IC202 sowie ein FT225RD benutzt. Als Nebeneffekt wird die unterschiedliche Stärke des Oszillatorrauschens sichtbar gemacht. Obwohl der FT225RD in dieser Beziehung als gutartig gilt, findet der hohe Ruf des VXO im IC202 hier eine nachdrückliche Bestätigung. Im Bild 12 liegt der FT 225-Oszillator oberhalb des VXO-Signals.
Die hohe Linearität und die weite Aussteuerbarkeit der Röhre werden besonders in Bild 14 erkennbar, wo die Ausgangsleistung auf den thermisch gemessenen Mittelwert von 1000 Watt, also 2 x 500 Watt erhöht wurde. Der immer noch starke Abfall der Intermodulationsprodukte höherer Ordnung dokumentiert die hohen Leistungsreserven und begründet das außerordentlich saubere Signal bei 750 W Ausgangsleistung.
Bild 14: Intermodulationsspektrum für 2 × 500 Watt Ausgangsleistung.
IG1 = - 1,4 mA
h: 10 kHz/Skt
v: 10 dB/Skt.
Eine unmittelbar praxisrelevante Aussage über die spektrale Signalverteilung läßt sich aus Bild 15 gewinnen. Hier wird die gesamte Station (FT225RD, Treiber mit Eingangsdämpfung und Endstufe mit 4CX1000A) durch ein gesprochenes "A" auf 750 W durchgesteuert. Selbst 60 dB unterhalb der Maximalaussteuerung beträgt die belegte Bandbreite nur ± 5 kHz!
Bild 15: Gesprochenes "A" mit 750 Watt Spitzenleistung.
h: 10 kHz/Skt
v: 10 dB/Skt
Bild 16 zeigt das Oberwellenspektrum für 750 Watt Ausgangsleistung. Da ein Dämpfungsglied für diese Leistung nicht verfügbar war, wurde über einen Richtkoppler gemessen. Hierbei ist jedoch zu berücksichtigen, daß die Oberwelle bei 432 MHz bereits um etwa 10 dB zu stark dargestellt wird. Bis zur Meßgrenze von 1000 MHz hat sich der Koppelfaktor bereits um 16 dB erhöht. Der Lichtfleck bei 930 MHz ist kein Signal. Die selbst den Puristen ansprechende spektrale Reinheit ist neben der Linearität der Röhre und der hohen Kreisgüte der segensreichen Wirkung des Tiefpaßfilters zuzuschreiben.
Bild 16: Oberwellenspektrum von 0 bis 1000 MHz bei 750 Watt Eintonaussteuerung.
h: 100 MHz/Skt
v: 10 dB/Skt
4. Praktische Erfahrungen
Die hier beschriebene Endstufe wird seit etwa vier Jahren benutzt. Technische Probleme ergaben sich anfangs dadurch, daß zwei der zur Verfügung stehenden Röhren trotz sorgfältiger Vorheizung über mehrere Tage zu inneren Überschlägen neigten.
Wegen der empfindlichen Gitter bei gleichzeitig hohem Leistungsumsatz ist eine solche Röhre weitaus stärker durch Fehlbedienung gefährdet als ihre kleinere Verwandtschaft. Dafür erhält man jedoch eine Verstärkerstufe von außerordentlicher Linearität. Trotz der Nachbarschaft vieler OMs im nahen Ruhrgebiet ergaben sich geringe Probleme nur im echten Nahfeld, da dann selbst um 80 dB abgesenkte IntermodulationsSeitenbänder noch Beeinträchtigungen hervorrufen können.
Die zumeist mit MOS-FET-Mischern ausgestatteten Empfänger der Gegenstationen werden durch eine zusätzliche GaAs-FET-Vorstufe auch nicht übersteuerungsfester. In aller Regel ist auch das Oszillator-Seitenbandrauschen vor allem älterer PLL-Geräte eine Systemgrenze.
Die Verwendung einer leistungsfähigen Endstufe ist sicher nur eine Komponente einer erfolgreichen Station und bedarf zahlreicher flankierender Maßnahmen bei der Stationselektronik, beim Empfänger, der Antennenanlage und der TV-Nachbarschaft. Bei Wettbewerben ermöglicht sie zumal von exponierten Standorten die Betriebstechnik des "nur Rufens". Unter der Voraussetzung eines spektral sauberen Sendesignals wird dadurch niemand verdrängt, jedoch vielen Funkfreunden in größerer Entfernung die Möglichkeit eröffnet, weite Verbindungen zu tätigen.
Der Betrieb einer so leistungsstarken Endstufe erfordert insgesamt die Einhaltung einiger Bedingungen:
- Die Bereitschaft, den hohen technischen Aufwand für die Realisierung der linearen Verstärkung in Kauf zu nehmen.
- Beim Betrieb eine ständige Signalkontrolle beispielsweise mit Hilfe eines Bildschirms zur Hüllkurvendarstellung durchzuführen.
- Die postalisch zulässige Ausgangsleistung von 750 W nicht zu überschreiten.
- Disziplin im Umgang, denn viele Stationen möchten DX-Verbindungen tätigen. Eine solche Endstufe darf also kein Mittel zur "Verdrängungs-Prophylaxe" sein.
Die hier vorgestellte Endstufe (Bild 17) sollte nicht als Urmutter einer größeren Zahl mit halbherzigem Aufwand realisierter "Saft-und-Kraft"Projekte aufgefaßt werden. Vielmehr sollten anhand einer exponierten Selbstbau-PA Erfahrungen weitergegeben und Anregungen zur Auseinandersetzung mit Röhren hoher Linearität sowie der Realisierung sauberer SSB-Signale gegeben werden. Es darf auch nicht verschwiegen werden, daß wegen der hohen Bauteil-Anforderungen die Bastelkisten sich als nur mäßig ergiebig zeigen und doch viele teure Teile gekauft werden müssen.
Bild 17: Endstufe mit Netzteil; hinten ist der Lüfter erkennbar, oben tritt die Gebläseluft aus.
Viele Probleme und Klippen konnten hier nur angedeutet werden. Jedes Projekt dieses Umfangs bedarf wieder einer individuellen Realisierung und Optimierung, weshalb hier kein "Kochrezept" gegeben werden kann. Bei erst geringen Erfahrungen im Selbstbau und unzulänglichen Meßmitteln für die HF-Technik muß ein teueres Scheitern in Betracht gezogen werden.
5. Literatur
- Ohne Verfasserangaben: Eimac: Daten der Röhre 4CX1000A/JAN8186
- Ohne Verfasserangaben: The Radio Amateur's Handbook (ARRL) "VHF and UHF-Transmitting" mehrere Jahrgänge
- A 2-kW PEP Amplifier for 50 to 54 MHz
- A 2-kW PEP Amplifier for 144 MHz
- A 220 MHz High-Power Amplifier
DJ4GC, Carsten Vieland.