Rob's web

Zuivere sinusoscillator

vervorming nul komma nul ...

Tegenwoordig is het helemaal geen kunst meer een oscillator te bouwen. Er zijn zelfs IC's in de handel waarmee men heel eenvoudig een komplete funktiegenerator kan maken. Voor metingen aan laagfrekwent-apparatuur, bijvoorbeeld audio-versterkers, gaat er echter niets boven een "echte" sinusgenerator met een zo laag mogelijke vervorming.

Het hier voorgestelde ontwerp kan zich beroemen op een vrij simpele opzet, terwijl de vervorming toch niet groter is dan 0,01%! Het frekwentiebereik loopt van een lage 10 Hz tot een onhoorbare 100 kHz en zowel bouw als bediening zijn bijzonder eenvoudig.

Bij de moderne hifi-versterkers, ook de zelfbouw-ontwerpen, is het vaak moeilijk nog wat te kunnen meten. Zaken zoals frekwentiekarakteristiek en blok: golfweergave zijn nog wel na te gaan, maar wat het punt van vervorming aangaat is er bitter weinig te meten (als alles tenminste goed gebouwd is en de versterker normaal funktioneert). De huidige ontwerpen zijn gelukkig zo goed dat alle soorten vervormingspercentages erg laag zijn. En de hobbyist heeft meestal geen handen vol geld om eventjes een oscillator met extreem lage vervorming en een supergoede vervormingsmeter te kopen voor die paar maal dat ze werkelijk gebruikt worden.

Nu kan men op vele manieren een oscillator bouwen, waarbij elk soort ontwerp zijn specifieke voor- en nadelen heeft. Voor laagfrekwent toepassingen waarbij men de frekwentie wil kunnen variëren, kan met sukses gebruik gemaakt worden van een oscillator die werkt met een brug van Wien. Hiermee kan men namelijk een lage vervorming bereiken en tevens de frekwentie vrij eenvoudig veranderen door middel van een stereo potmeter of dubbele draaikondensator. Het hier beschreven ontwerp is vrij kompakt en eenvoudig van opzet; de prestaties zijn echter toch zodanig dat het uitstekend geschikt is voor het opmeten van frekwentiekarakteristieken of het uitvoeren van vervormingsmetingen.

Verder is nog een schmitt-trigger toegevoegd zodat men ook blokgolven ter beschikking heeft.

De oscillatorschakeling

Ofschoon de meeste lezers wel zullen weten hoe een oscillator met een netwerk van Wien funktioneert, of dat tenminste in een van hun elektronicaboeken hebben staan, zullen we toch nog even een toelichting geven. In figuur 1a is een netwerk getekend met twee R's en twee C's. Dit netwerk vormt het frekwentiebepalende gedeelte van de Wien-oscillator. Als we nu de overdrachtsfunktie u1/u0 berekenen, dan blijkt daaruit dat er maar een frekwentie is waarbij-de faseverschuiving tussen u1 en u0 0° is. Dat is bij de frekwentie f = 1/(2 × π × R × C). Bij deze frekwentie is de verhouding u1/u0 precies eenderde. Als we de spanning u1 nu drie maal zouden versterken en dan terugvoeren naar uo, zoals in figuur 1b is getekend, ontstaat een prachtige oscillator (de signalen u1 en u0 waren namelijk in fase bij die ene frekwentie). Helaas zijn er geen opamps te koop met een versterking van drie maal. Dat is echter snel opgelost (zie figuur 1c). Het RC-netwerk wordt aangesloten op de niet-inverterende ingang en de uitgang van een gewone opamp. Aan de inverterende ingang van de opamp wordt dan nog een spanningsdeler gehangen (R1, R2). De verhouding R1/R2 wordt twee maal gekozen; de versterking bedraagt dan:

Eq 1

Fig 1
Figuur 1. Hier is op een eenvoudige manier getekend hoe met een brug van Wien een oscillator gemaakt kan worden. Voor slechts een frekwentie zijn de spanningen ui en uo in fase. Bij deze frekwentie is ui slechts 1/3 van u0. Door de spanning u1 nu drie maal te versterken en terug te voeren naar uo kunnen we een oscillator maken.

Aan de uitgang van de opamp is nu een sinusvormig signaal aanwezig met een frekwentie volgeris de formule die we al gegeven hebben.

Nu is die versterking van drie maal in de praktijk erg kritisch. Het is heel moeilijk om precies op die drie-maal-versterking te blijven, aan de ene kant met de opamp en aan de andere kant met het RC-netwerk. Als de versterking in zijn geheel ook maar iets groter is dan drie, zal de uitgang van de versterker een steeds groter wordend uitgangssignaal leveren, totdat dit begrensd wordt door de voedingsspanning. De opamp zal dan een blokgolf produceren. Is de versterking ook maar een fraktie kleiner dan drie, dan zal de oscillator stoppen, of zelfs niet eens op gang komen. We krijgen dan helemaal geen uitgangssignaal. Er is daarom nog een of andere regeling nodig, waarmee de versterking zo aangepast wordt dat de schakeling oscilleert, maar toch niet vastloopt tegen de voedingsspanning. Dan pas geeft de uitgang een mooie sinusvorm. Meestal maakt men zo'n regeling door voor R1 of R2 een temperatuur-afhankelijke weerstand te nemen. Als de uitgangsspanning toeneemt, zal de stroom door de temperatuur-afhankelijke weerstand ook toenemen waardoor zijn weerstand verandert. Daardoor neemt dan weer de versterking van de opamp af. Wordt de uitgangsspanning kleiner, dan zal er minder stroom door de terugkoppelweerstanden lopen, met als gevolg een weerstandsverandering waardoor de versterking toeneemt. Op die manier zal er een evenwichtstoestand ontstaan waarbij de uitgangsspanning konstant is.

De praktische uitvoering

In figuur 2 is de praktische uitvoering van de sinusoscillator getekend. Dat ziet er meteen heel anders uit dan het principeschema uit figuur 1. De opamp is hier diskreet opgebouwd en bestaat uit de transistoren T1, T2, T3 en T4. De ingangstrap bestaat uit een kaskodeschakeling van een bipolaire transistor (T1) en een FET (T2). Om een flinke open lus-versterking te krijgen werd voor T3 een darlington genomen. De kollektor is door middel van de met T4 opgebouwde stroombron verbonden met de negatieve voedingsspanning.

Fig 2
Figuur 2. Het schema van de sinusoscillator. Rechts is de schmitt-trigger te zien die zorgt voor het opwekken van blokgolven. De verzwakker is in figuur 3 getekend.

Het bruggedeelte met de weerstanden en kondensatoren is opgenomen tussen de kollektor van T3 en de basis van T1. Voor de kontinu-regeling van de frekwentie is gebruik gemaakt van een stereo-potmeter met een logaritmisch verloop. De bereikomschakeling gebeurt met schakelaar S1, waarmee andere kondensatorwaarden worden gekozen. Met de vier bereiken wordt een frekwentiegebied van 10 Hz tot 100 kHz bestreken, wat voor audio-toepassingen ruim voldoende is.

De amplitudestabilisatie gebeurt door de NTC R19. Hiervoor is een type genomen met een weerstand van 1k5 bij 25°C. Hiermee is een uitgangsamplitude te behalen van ongeveer 1,5 Veff. Het soort NTC dat wordt gebruikt is bij deze oscillator erg belangrijk. Wordt het verkeerde type genomen, dan stijgt de vervorming namelijk schrikbarend. De door ons gebruikte NTC is er eentje in een glazen huisje, die een maximaal te dissiperen vermogen heeft van 20 mW. Dat laatste is erg belangrijk, omdat de stroom door de NTC deze moet verwarmen.

Via kondensator C13 en instelpotmeter P2 (voor het instellen van de maximale uitgangsspanning) gaat het uitgangssignaal naar potmeter P3. Na deze uitgangsspanningsregelaar komt nog een verzwakker, die in een aparte figuur is getekend.

Door het omschakelen van schakelaar S2 wordt een schmitt-trigger in de uitgangslijn geschakeld, zodat men ook nog blokgolven ter beschikking heeft. De schmitt-trigger bestaat uit de transistoren T5, T6 en T7 met de daar om heen gegroepeerde komponenten. De opzet is vrij klassiek en kon dan ook zo overgenomen zijn uit een elektronicaleerboek. De geproduceerde blokgolven zijn echter van een kwaliteit die voor audio-toepassingen voldoende is, dus waarom zouden we iets ingewikkelders maken als we weten dat dit goed voldoet? Het enige nadeel van deze schakeling is dat de puls-pauze-verhouding lichtelijk afhankelijk is van de voedingsspanning, maar in deze toepassing is dat van ondergeschikt belang.

In figuur 3 zijn twee verzwakker-schakelingen getekend. Gewoonlijk wordt bij generatoren een uitgangsimpedantie van 600 Ω aangehouden. Wil men dat ook hier doen, dan kan gebruik worden gemaakt van de verzwakker uit figuur 3a. Als men hierbij voor elke stap een uitgangsimpedantie van exakt 600 Ω wil hebben, zijn er nogal "kromme" waarden voor de weerstanden nodig. Is een kleine afwijking toegestaan, dan kan worden volstaan met de in het schema vermelde gewone weerstandswaarden. De uitgangsimpedantie bedraagt zo 565 Ω.

Fig 3a
Figuur 3a. Deze verzwakker heeft een konstante uitgangsimpedantie van 565 Ω (behalve in de stand 1 V).

Alleen in de bovenste stand is de impedantie anders, namelijk tussen 0 en 5 k (afhankelijk van de stand van P2 en P3). Tilt men niet zo zwaar aan een genormaliseerde uitgangsimpedantie, dan kan de verzwakker uit figuur 3b genomen worden. Van een konstante uitgangsimpedantie is dan geen sprake meer, maar voor vele toepassingen is dat ook niet belangrijk.

Fig 3b
Figuur 3b. Deze eenvoudige verzwakker heeft als nadeel dat de uitgangsimpedantie afhankelijk is van de verzwakking.

Als laatste bijzonderheid hebben we nog de LED D1 met voorschakelweerstand. Deze geeft een indikatie dat de oscillator aan staat. Tevens zorgt deze LED er voor, dat bij batterijvoeding de stroomopname van de schakeling voor de positieve en de negatieve spanning even groot is (de stroomopname van de LED is gelijk gekozen aan de stroomopname van de schmitt-trigger-schakeling).

Bouwen en meten

Natuurlijk kan men de print en de onderdelen eventjes in de winkel kopen, alles aan elkaar solderen en hup, klaar is de oscillator. Het apparaat zal wel oscilleren, maar een lage vervorming moet men dan niet meteen verwachten. Daarvoor is wat meer nodig. Om te beginnen worden voor R5 t/m R7 metaalfilmweerstanden genomen met een tolerantie van 1%. Voor de stereo-potmeter P1 is een type met een goede gelijkloop het beste. De kondensatoren C1 ... C4 dienen, indien verkrijgbaar, ook 1%-exemplaren te zijn. Dat laatste is niet noodzakelijk, maar geeft wel een nauwkeurige schaalverdeling in alle bereiken.

Transistor T1 moet beslist een goed ruisarm type zijn. Er zijn tegenwoordig Japanse transistoren met zelfs nog lagere ruilgetallen dan de in de onderdelenlijst vermelde typen, zoals de 2SC2546, maar deze zijn nog niet zo goed verkrijgbaar. Verder moet nog aan T2 worden gemeten als de schakeling is opgebouwd. Hiervoor dient men een type uit te selekteren dat bij een gate-sourcespanning van -3 V een drain-stroom heeft van 12 µA (wordt nog toegelicht). Het kan daarom handig zijn op de plaats van T2 eerst een transistorvoetje op de print te zetten.

Nu gaan we weer terug naar de opbouw van de schakeling. Een gedeelte is niet op de print ondergebracht, namelijk het frekwentiebepalende netwerk aan de ingang van de schakeling (alles voor de aansluitpunten A, B en C) en de schakelaar S2 met potmeter P3 en de verzwakker.

Van de ingangsschakeling worden de kondensatoren rechtstreeks aan schakelaar S1 gesoldeerd en de weerstanden R1 t/m R4 aan de stereopotmeter. Dit geheel wordt met drie draden verbonden met de print, die dan al van onderdelen is voorzien. De punten D, E en F worden daarna verbonden met schakelaar S2, en hierna wordt potmeter P3 bedraad. Tenslotte is er nog de verzwakker, waarvan de weerstanden rechtstreeks op de schakelaar worden gemonteerd. De schakeling moet dan nog, via schakelaar S3, worden aangesloten op de voedingsspanning.

Voor de voeding kan men gebruik maken van een eenvoudige netvoeding, bestaande uit een kleine trafo, een bruggelijkrichter, enkele elko's en twee spanningsregelaars, zoals die al vaker in Elektuur gepubliceerd is. Het stroomverbruik is ongeveer 23 mA.

Gezien de lage stroomopname is het ook goed mogelijk de schakeling uit batterijen te voeden. Met vier platte batterijen van 4,5 V kan men dan nog altijd rekenen op een levensduur van 100 à 200 uur bij intermitterend gebruik. In figuur 4 is het printje voor de sinus-oscillator afgedrukt. Daarop is naast transistor T3 een weerstandje gestippeld aangegeven. Als nu de hele schakeling is opgebouwd zoals hiervoor omschreven, wordt tussen de twee aansluitpunten van de gestippelde weerstand eerst een multimeter gehangen die op stroommeting (gelijkstroom!) is geschakeld. Na het inschakelen van de voedingsspanning moet de gemeten stroom ongeveer 15 mA bedragen. Is deze hoger, dan dient men een weerstandje in serie met de meter op te nemen met een zodanige waarde, dat de meter uiteindelijk 15 mA aanwijst. Afhankelijk van het resultaat wordt daarna de kortsluiting c.q. weerstand op de print gesoldeerd. Dan wordt aan T2 gemeten. Eerst meet men de spanning tussen source en gate. Daarna wordt de meter op stroommeting geschakeld en in de drain opgenomen.

Fig 4
Figuur 4. Print-layout en komponentenopstelling voor de schakeling van de sinusoscillator. Een deel van de weerstanden en kondensatoren uit figuur 2 wordt rechtstreeks aan de diverse potmeters en schakelaars gesoldeerd.

Onderdelenlijst
R1,R422k
R2,R31k5
R5560
R6100 k
R7330 Ω
R82k2
R918k
R108k2
R11120 Ω
R12,R15680 Ω
R131k2
R141 k
R16,R18820 Ω
R17560 Ω
R19NTC 1k5 bij 25°C Philips nr. 2322 634 31152
P147 k log stereopotentiometer
P22k5 instelpotmeter
P32k5 potentiometer
C1a,C1b1 n
C2a,C2b10 n
C3a,C3b100 n
C4a,C4b1 µ (geen elko)
C5,C121000 µ/16 V
C647 µ/16V
C7470 p
C8,C9,C13220 µ/16 V
C1068 p
C11330 µ/16 V
D1LED
T1BC549C, BC550C
T2BF245B, BF256B
T3BC516
T4BF245C
T5,T6,T7BF494
S1draaischakelaar 2 moederkontakten, 4 standen
S2dubbelpolige wisselschakelaar
S3dubbelpolige schakelaar

Dit wordt met enkele transistoren van het type BF245B of BF256B uitgevoerd en de tor die het dichtst de kombinatie VGS = -3 V en Id = 12 µA benadert wordt dan op de print gesoldeerd. Daarna kan de uitgangsspanning gemeten worden. Deze ligt gewoonlijk in de buurt van 1,5 Veff (meten op het knooppunt van R7 en C13). Eventueel kan de uitgangsspanning wat veranderd worden door een andere waarde voor R7 te nemen. Als dat gebeurd is wordt P2 zo ingesteld dat de uitgangsspanning aan de loper van P3, als deze laatste helemaal opengedraaid is, precies 1 Veff is. Met de verzwakker kan men dan een lagere spanning kiezen, namelijk 100 mV, 10 mV of 1 mV, die met de potmeter ook nog kontinu verzwakt kan worden.

Wanneer blijkt, dat bij het bekijken van de blokspanning op een skoop de blok niet geheel symmetrisch is, kan men dit verhelpen door de waarde van R8 iets te veranderen. Tenslotte de laatste tip: om de uitgangsamplitude zo konstant mogelijk te houden kan de NTC in een warmte-isolerend materiaal worden verpakt, bijvoorbeeld schuimrubber of zogenaamd piepschuim.

Eenvoudig, maar toch ...

Deze schakeling is nu eens een voorbeeld, dat het niet per se allemaal geintegreerde of heel uitgebreide schakelingen hoeven te zijn om goede resultaten te boeken. Een goed doordachte opzet en optimale keus van de gebruikte onderdelen maken het mogelijk een klein ontwerp met uitstekende eigenschappen te maken. Zo was de vervorming van een bij ons in het lab "eventjes" in elkaar gezet prototype bij 1 kHz 0,011%. De auteur van de schakeling beweert zelfs met uitgezochte onderdelen een vervorming te halen van slechts 0,0014% bij 1 kHz! Daarbij loopt het frekwentiebereik van 10 Hz tot 100 kHz recht binnen 0,15 dB. Dat zijn beslist mooie waarden die een goed meetapparaat niet misstaan. Als dat nog niet voldoende is om een audioversterker mee door te meten, dan is die versterker gewoon zo goed dat het geen zin meer heeft om daar nog aan te meten!

Foto 1
Foto 1. De vervormingsresten van de oscillator bij een frekwentie van 1 kHz, zichtbaar gemaakt op een spektrumanalyzer. De eerste, grote piek is het 1 kHz-signaal. De eerste even harmonische ligt op een nivo van -85 dB t.o.v. de 1 kHz, oftewel 0,006%. Het aandeel van de eerste oneven harmonische bedraagt 0,01% (-80 dB).

L. Boullart

Het lek van elektuur

In de tekst is niet vermeld dat de optimale waarde van C10 proefondervindelijk moet worden bepaald. Bij de juiste waarde van de kondensator is de vervorming minimaal (er ontstaat dan nog juist geen parasitaire oscillatie).

Tevens hebben we vergeten te verwijzen naar een publikatie in Wireless World september en oktober 1977 van J.L. Linsley-Hood: "Low distortion oscillator".