555, 555GTI en turbo-555 applikaties en variaties van een veelzijdig IC
Figuur 1. Het inwendige van de 555 blokschematisch weergegeven.
De 555 is voor vrijwel elke elektronicus een bekend timer-IC Veel minder bekend is, dat die 555 in diverse varianten op de markt is; bovendien worden andere applikaties dan de overbekende MMV of AMV maar zelden aangetroffen. In dit artikel kunt u kennis maken met de minder bekende kanten van de 555.
Maar weinig IC's kunnen zich op een staat van dienst beroepen als de 555. Dit IC, dat in 1972 op de markt kwam, mag rustig bejaard genoemd worden als we de normaal gangbare levenscyclus van IC's in aanmerking nemen. Betekent dit dat ook de prestaties van de 555 een vervroegde uittreding zouden rechtvaardigen? Integendeel, want dankzij diverse verjongingskuren is de 555 nog steeds bij de tijd. Waren van de oorspronkelijke 555 de gedragingen bij met name de hogere frekwenties wat aan de magere kant, de recent op de markt gekomen CMOS-varianten (de 7555 en de TLC555) zijn op diverse punten verbeterd. In dit artikel gaan we in op een aantal variatiemogelijkheden voor 555-schakelingen en de verschillen tussen de diverse 555-mutanten.
Wat de 555 zo populair heeft gemaakt, valt slechts te raden maar we wagen hier een gokje. Bekijken we het interne blokschema, dan blijkt dat de 555 voor "elck wat wils" te bieden heeft. We zien iets digitaals (een flipflop), een snuifje lineair (twee komparators) en zowaar nog wat "diskrete elektronica" (weerstandsdeler en transistor).
Tel daarbij een uitgang die behoorlijk wat stroom kan leveren, een grote tolerantie ten aanzien van de benodigde voedingsspanning en een prijsje waar je het bij wijze van spreken zelf niet voor gaat maken, en een mogelijke verklaring voor het sukses is gegeven. De standaard-applikatie van de 555 zal voor de meesten wel bekend zijn: de monostabiele of astabiele multivibrator.
We worden zelfs zo zeer met deze applikaties overvoerd, dat we bijna zouden vergeten dat een 555 veel meer schakelmogelijkheden biedt. Op deze, wat minder gebruikelijke toepassingen gaan we verderop in, maar eerst wat algemene.
Figuur 2. Aansluitgegevens van de 555 en de 556.
555-ologie
Figuur 3. Het inwendige schema doet een boekje open over de preciese werking.
Voor de echte liefhebbers is in figuur 3 het interne schema van de 555 afgebeeld. Aan het aantal komponenten is duidelijk te zien dat we hier met jaren-70 IC-technologie te doen hebben, maar dat houdt het wel overzichtelijk. De trigger-komparator (blok A) en de thresholdkomparator (blok B) zijn als verschilversterker duidelijk herkenbaar. Voor de flip-flop (blok C) geldt dat minder sterk. In rust sperren Q15 en Q17 en geleiden 916 en 920. Zodra de trigger-spanning onder 1/3 van de voedingsspanning komt, komen 91O, 911 en daardoor ook Q15 in geleiding. Q15 neemt de basissturing van 916 weg waardoor Q16 gaat sperren. Q17 komt nu dankzij R1O en diode Q18 in geleiding. Q15 mag weer uit geleiding gaan (en dat gebeurt zodra de triggerspanning weer omhoog gaat) zonder dat de nieuwe toestand instabiel wordt; nu wordt 916 via R11 uit geleiding gehouden. Op twee manieren kan de aldus "ge-set-te' flipflop weer gereset worden. Gewoonlijk gebeurt dat reset-ten als de threshold-spanning het nivo van 2/3 van de voedingsspanning overschrijdt. Q1 en Q2 komen dan in geleiding. De toename van de kollektorstroom van deze jongens wordt door Q5 en 96 versterkt en daardoor zal 916 weer in geleiding gaan die op zijn beurt Q17 weer zal doen sperren. Dat geldt alleen als Q15 nu inderdaad niet meer geleidt. Is dat wel het geval (dat wil zeggen: als zowel de trigger-ingang als de threshold-ingang gelijktijdig aktief zijn), dan wint de eerste en blijft de flipflop gelet. Q15 trekt de basis van 916 harder naar massa dan 96 hem naar plus kan trekken; de kollektorstroom van Q6 wordt namelijk beperkt door R2.
Een alles-overheersende methode om de flipflop te resetten bestaat uit het laag maken van het nivo op de reset-ingang. Q25 komt daardoor in geleiding en neemt de basissturing van Q17 weg. Diode Q18 schept een extra spanningsval zodat, bij dat resetten, de basisspanning van Q17 voldoende laag wordt om hem inderdaad uit geleiding te krijgen. Bij een ge-reset-te flipflop geleiden 920 en Q24 in de uitgangstrap en tevens discharge-transistor Q14 via R16.
Figuur 5. Gedurende het omschakelen van de uitgang trekt een "ouderwetse" 555 zeer kortstondig behoorlijk wat stroom (a).
CMOS-versies van de 555 gedragen zich aanmerkelijk minder agressief (b).
Tijdbasis 0,5 µs/div, Y1 (uitgang) 5 V/div, Y2 (supply current) 100 mA/div.
Bij het omschakelen van de uitgang van laag naar hoog trekt de 555 kortstondig een behoorlijke stroom. Q24 wordt namelijk in verzadiging gestuurd en het duurt even voordat deze tor weer uit geleiding gaat. Zodra Q21 en Q22 in geleiding komen, ontstaat een korte, niet stroombegrensde kortsluiting van de voeding (figuur 5a). Omschakelen van hoog naar laag geeft minder problemen omdat Q21 en Q22 niet in verzadiging gaan en zodoende veel sneller uit geleiding gaan. Omwille van dit schakelgedrag moeten de voedingsspanning van een 555 en de controlvoltage-ingang behoorlijk ontkoppeld worden. De CMOS-versies (ICM7555 en TLC555, zie figuur 4) blijven verschoond van dit effekt en nemen daarom met een veel kleinere ontkoppelkondensator genoegen.
Figuur 4. Ekwivalent schema van de CMOS-versie van de 555.
Applikaties
In negen van de tien gevallen wordt de 555 (slechts) gebruikt als monostabiele (figuur 6) of astabiele multivibrator (figuur 7). Voor de MMV geldt dat de pulstijd wordt bepaald door de benodigde tijd om de timingkondensator te laden van 0 V tot 2/3 Ub (threshold-spanning). Algemeen geldt voor de laadtijd van een kondensator:
UC(t) = Ub × (1-e-t/RC)
Figuur 6. Standaardapplikatie: monostabiele multivibrator.
Figuur 7 De standaardtoepassing als astabiele multivibrator.
Het moment dat Uc gelijk is aan 2/3 Ub treedt op als:
UC(t) = 2/3 × Ub, dus t = -ln(1/3) × RC = 1,1 RC
en daarmee is meteen de monofloptijd gegeven. Voorwaarde hierbij is wel dat de triggerpuls een kortere tijdsduur heeft dan de monofloptijd. Een langere triggerpuls maakt ook de uitgangspuls langer, maar dit kan voorkomen worden door het triggersignaal alleen AC-gekoppeld aan te bieden (in het schema van figuur 6 R2/C3 toevoegen, R2 × C3 < R1 × C1).
De stap van MMV tot AMV wordt bij de 555 gedaan door de oorspronkelijke MMV-schakeling als het ware "zelf-triggerend" te maken (figuur 7). Via R1 en R2 wordt C1 opgeladen van 1/3 × Ub tot 2/3 × Ub in het tijdsinterval:
t1 = (-ln(1 - 2/3 + ln(1 - 1/3)) × (R1 + R2) × C = 0,694 × (R1 + R2) × C
Daarna wordt C1 weer ontladen, ditmaal alleen door R2. De ontlaadttijd bedraagt:
t2 = -ln(1/3) × R2 × C = 0,694 × R2 × C
De periodetijd is nu:
Ttot = t1 + t2 = 0,694 × (R1 + 2R2) × C
en de frekwentie:
f = 1/T = 1,44 / ((R1 + 2R2) × C)
Bij de AMV pendelt de spanning dus heen en weer tussen 1/3 en 2/3 van de voedingsspanning. Bedenk echter dat bij het starten (inschakelen van de voeding of vrijgeven van de reset-ingang) C1 in eerste instantie vanaf O V geladen moet worden. Het eerste stuk van de eerste periode duurt daarom langer (1,1 × R1 × C1).
Het aardige van de 555 als MMV of als AMV is, dat de pulstijd onafhankelijk is van Ub. Wordt Ub lager, dan veranderen de triggerspanning en de threshold-spanning procentueel in gelijke mate, maar dat geldt tevens voor de laad- en ontlaadstroom van C1. Deze effekten kompenseren elkaar precies.
Het nadeel van de AMV-schakeling volgens figuur 7 is dat de duty-cycle altijd groter zal zijn dan 50%; de laadweerstand (R1 + R2) is immers altijd groter dan de ontlaadweerstand R2. In figuur 8 is te zien hoe daar met een enkele diode (Dl) een mouw aan te passen valt. Deze diode vormt voor het laden een bypass voor R2, waardoor nu de laadstroom wel kleiner kan worden dan de ontlaad-stroom. D2 is optioneel om de laadstroom alteen door 121 te laten bepalen. Denk eraan dat met deze diodetruuk de onafhankelijkheid ten opzichte van de voedingsspanning nog maar bij benadering geldig is. Door de vaste diodespanning zullen, bij veranderen van de voedingsspanning, de laad- en ontlaadstroom van C1 niet verhoudingsgewijs hetzelfde veranderen. Normaliter wordt pen 5, de control-voltage-ingang, bij de gewone 555 altijd via een ontkoppelkondensator (10 n) verbonden met massa om de storingsgevoeligheid te verminderen. Bij de CMOS-varianten is volgens fabrikantenopgave deze kondensator niet meer nodig. Dit heeft te maken met de korte piek in het stroomverbruik bij het omschakelen van de uitgang van een gewone 555 (zie ook "555-ologie"). Om deze reden moet de voeding van de 555 behoorlijk ontkoppeld worden (met minimaal 100 n, maar bij voorkeur wat meer).
Figuur 8. Variant op de AMV waarmee ook duty-cycles < 50% mogelijk zijn.
Timing-fouten
De onnauwkeurigheid van een door een 555 geproduceerd tijdsinterval is niet eenvoudig met een percentage aan te geven. Een veelheid aan faktoren beinvloedt die nauwkeurigheid. Een aantal van die faktoren kan omzeild worden door een juiste dimensionering of de keuze van het goede type 555 voor een bepaalde toepassing. Afwijkingen in de intern gegenereerde referentiespanningen en ingangs-offsetspanningen van de trigger-en de threshold komparator introduceren kleine timing-fouten (orde van grootte: 2%).
Ook interne reaktietijden vormen een faktor waar rekening mee moet worden gehouden. Als illustratie het gedrag van een AMV met een relatief hoge uitgangsfrekwentie. Op de skoopfoto van figuur 9a zien we deze AMV ingesteld ongeveer 60% dutycycle. De frekwentie (25 kHz) komt "redelijk" overeen met de berekende frekwentie (29 kHz). Figuur 9b toont dezelfde schakeling, maar gedimensioneerd voor een veel grotere duty-cycle (> 90%). Omdat R1 + 2R2 nagenoeg even groot werd gekozen, zou ook de uitgangsfrekwentie gelijk moeten blijven. We zien echter dat C1 tot duidelijk ver onder het triggernivo wordt ontladen (het trigger- en het thresholdnivo worden met de rechte lijnen gemarkeerd), een effekt dat veroorzaakt wordt door enerzijds de relatief snel dalende spanning over C1 en anderzijds de traagheid van de triggerkomparator en de hersteltijd van de ontlaadtransistor. Door het te ver ontladen van C1 zal de uiteindelijke uitgangsfrekwentie beduidend lager zijn (in dit geval 20 kHz) dan de berekende frekwentie. Moraal: de nauwkeurigheid bij hoge frekwenties is dutycycle-afhankelijk.
Figuur 9. De frekwentieonnauwkeurigheid van een als AMV geschakelde 555 is mede afhankelijk van de duty-cycle.
9a: R1 = 4k7, R2 = 22 k, C1 = 1 n.
9b; R1 = 47 k, R2 = 1k8, C1 = 1 n; afwijking als gevolg van de hersteltijd van trigger-komparator en discharge-transistor.
Tijdbasis 10 µs/div, X1 (uitgang) 5 V/div, X2 (UC) 2 V/div.
Bij toepassing als MMV moet rekening gehouden worden met de verzadigingsspanning van de interne ontlaadtransistor. Deze verzadigingsspanning zal hoger zijn naarmate de laadweerstand laagohmiger gekozen wordt (dus bij korte monotijden) en zal tot gevolg hebben dat de uitgangspuls korter duurt dan berekend.
Bij heel lage frekwenties komen externe faktoren in het geding, zoals lekstroom door de kondensator, lekstroom van de ontlaad-transistor en ingangsstroom van de threshold-komparator. Hoe lager de frekwentie, des te hoogohmiger zullen de laad- en ontlaad-weerstanden gekozen worden. Met het kleiner worden van de laadstroom neemt het belang van allerhande lekstromen toe. In de praktijk blijkt dat de laadweerstand maximaal zo'n 10 MΩ mag bedragen voor een nog redelijk nauwkeurige timing. Bedenk ook dat, zodra voor C1 een elko wordt gekozen, de timing-onnauwkeurigheid zeer sterk zal toenemen. Een elko heeft een relatief grote lekstroom en bovendien een grote kapaciteitstolerantie.
Spelen met de controlspanning
De control-voltage-ingang (pen 5) biedt aardige mogelijkheden die vaak echter niet benut worden. We doen daarom een aantal suggesties.
Uit het interne schema blijkt dat pen 5 verbonden is met de interne spanningsdeler en, indien deze pen extern niet wordt benut, een spanning voert van 2/3 Ua. Volgens fabrikantenopgave mag deze spanning in elk geval gevarieerd worden tussen 45% en 90% van de voedingsspanning. Wordt de control-spanning te hoog, dan werkt de thresholdkomparator niet meer goed en wordt deze spanning te laag, dan komt de DC-instelling van de trigger-komparator in het gedrang (zie ook intern schema).
De meest voor de hand liggende toepassing van de control-voltage-ingang is natuurlijk de 555 als VCO (figuur 10). De 555 zelf is als AMV geschakeld waarvan de frekwentie nu tot +50% en -50% rond fo gevarieerd kan worden. In de praktijk blijkt dat de spanning op de control-voltageingang, zeker bij een voldoende hoge voedingsspanning, best nog wel wat lager mag worden (tot ongeveer 1,8 V), waarmee hogere uitgangsfrekwenties haalbaar zijn (maximaal ongeveer 2 × fo).
Figuur 10. Met de controlvoltage-ingang wordt een AMV verheven tot VCO
Ook voor een MMV met een beïnvloedbare monofloptijd leent de controlvoltage-ingang zich (figuur 11). Wordt echter de standaard monoflop-schakeling gekozen, dan kan de uitgangspuls nooit al te kort worden. Stel dat Ui = 0,45 × Ub. In rust wordt de spanning over C1 door de interne discharge-transistor op nagenoeg 0 V gehouden. De minimale uitgangspuls zal hierdoor 0,4 × R1 × C1 bedragen. Is een groter beinvloedingsbereik van de uitgangspuls gewenst, dan kan de beginspanning over C1 verhoogd worden met een zener (of enkele in serie geschakelde dioden) in de kollektorleiding van de discharge-transister. Om een goed gedefinieerde beginspanning te krijgen, is het nodig dat de stroom door R1 in rust (lR1 = (Ub - Uz) / R1) voldoende groot is om de zever in te stellen (enkele mA's). Bij de schakeling van figuur 11 is het verband tussen ingangsspanning en duur van de uitgangspuls niet lineair. Is lineariteit wel gewenst, dan kan die bereikt worden door laadweerstand Rl te vervangen door een stroombron.
Figuur 11. Ook een spanningsgestuurde MMV is mogelijk.
Van spanningsgestuurde monoflop tot pulsbreedtemoduleerbare oscillator is een kwestie van het toevoegen van een oscillator (figuur 12). Dat voor deze oscillator een als AMV-geschakelde tweede 555 gebruikt kan worden (of in dit geval de tweede helft van een 556), ligt natuurlijk voor de hand. Deze schakeling is zeer geschikt als verliesarme PWM-vermogensregeling. Eventueel een drivertrap (schakeltransistor of MOSFET) op de uitgang en regelen maar. Figuur 12 bevat nog twee bijzondere schakeltruukjes. Allereerst wordt ook hier C1 niet tot 0 V ontladen, maar tot een spanning die wordt bepaald door spanningsdeler R4/R5 vermeerderd met de emitter-basisspanning van T1. Hierdoor wordt, net als bij de "zenertruuk" in figuur 11, het regelbereik van de uitgangspuls-duur sterk vergroot. Het tweede schakelkneep-je betreft het gelijktijdig resetten en triggeren van MMV2. Dit resetten is nodig om er zeker van te zijn dat bij het begin van een nieuwe periode de spanning over C1 vast gedefinieerd is. Werd dit reset-signaal niet gegeven, dan zou bij het bereiken van 100% duty-cycle van het uitgangssignaal iets bijzonders gebeuren. Tijdens de eerste periode zou de threshold-spanning niet bereikt worden, waardoor C1 niet ontladen wordt. Direkt na aanvang van de tweede periode wordt dat threshold-nivo echter wel bereikt en de uitgang wordt onmiddellijk laag. Het uiteindelijke resultaat zou zijn dat het uitgangssignaal bij het bereiken van 100% dutycycle in frekwentie halveert en terugspringt naar iets meer dan 50% duty-cycle. Zoals gezegd wordt dit voorkomen door elke periode te starten met het resetten van de MMV. Met het blokschema erbij blijkt dat de interne flipflop nu eigenlijk gelijktijdig geset en ge-reset wordt. Het reset-signaal heeft echter de overhand. Dat toch een betrouwbare triggering plaats vindt, is te danken aan het feit dat het interne reset-circuit sneller inaktief wordt dan het trigger-circuit (zie ook intern schema: 915 van het trigger-circuit is in verzadiging en heeft een relatief lange hersteltijd). Overigens kan de relatief lange hersteltijd van het triggercircuit kleiner gemaakt worden door het triggernivo niet op massapotentiaal, maar iets onder 1/3 × Ub te kiezen door middel van een spanningsdeler.
Figuur 12. Met twee 555's (of in dit geval een 556) kan een fixed frequency pulsbreedtemodulator gemaakt worden, zeer geschikt voor verliesarme vermogensregelingen.
De duty-cycle van het uitgangssignaal kan bij dit koncept geen 100% worden. Gedurende de tijd van het reset-signaal van de MMV is de uitgang laag. Om deze reden wordt R3 klein gekozen ten opzichte van R2.
De control-voltage-ingang is bij de normale 555 vrij laagohmig (5k//10k: 3k3 typ.). De CMOS-varianten hebben een veel hoogohmiger interne spanningsdeler (met 3 100-k-weerstanden). Algemeen geldt dat de spreiding bij deze impedanties groot kan zijn. Beïnvloeden van de control-spanning moet daarom bij voorkeur vanuit een relatief laagohmige spanningsbron geschieden.
Lange-tijdentimers
Bij het hoofdstukje over timing-fouten kwam het al aan de orde: het maken van een lang tijdsinterval kan een probleem zijn. De weerstand(en) worden zo hoogohmig en de kondensator zo groot dat lekstromen de overhand zullen krijgen. De lekstroom van een elko is bovendien sterk leeftijd- en temperatuur-afhankelijk. In de praktijk blijkt 10 minuten tot een half uur het maximaal haalbare tijdsinterval te zijn. Een grote tolerantie moet daarbij voor lief worden genomen.
Een mogelijke oplossing is het in kaskade schakelen van meerdere 555's, waarbij elke volgende door de voorgaande wordt getriggerd. Echt fraai deze oplossing niet, de timing-fouten van de afzonderlijke trappen worden gesommeerd. De tijd zal bovendien slechts recht evenredig toenemen met het aantal 555-trappen.
Een exponentiële vergroting van het tijdsinterval is te bereiken door een als AMV geschakelde 555 te laten volgen door een deler (figuur 13). Afhankelijk van de toepassing kan de n-de uitgang van zo'n deler op zijn beurt weer een als MMV geschakelde 555 triggeren. Ook kunnen natuurlijk meerdere delers gekaskadeerd worden. De eerste als AMV-geschakelde 555 kan nu gunstig gedimensioneerd worden (R2 en R3 niet te laag- en niet te hoogohmig, C1 een type vrij van lek) voor een optimale nauwkeurigheid en dankzij de deler kunnen ook zeer lange tijdsintervallen (uren, dagen of weken) gekreëerd worden.
Figuur 13. Lange-tijdentimers laten zich het beste realiseren met een tussengeschakelde deler.
CMOS-555-mutanten: 7555 en TLC555
| 555 | 7555 | TLC555 | ||||||||
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| min. | typ. | max. | min. | typ. | max. | min. | typ. | max. | unit | |
| Vcc/Vdd | 4,5 | 18 | 2 | 18 | 2 | 18 | V | |||
| supply-current 2 V | - | - | - | - | 0,25 | mA | ||||
| supply-current 5 V | 3 | 5 | 0,08 | 0,4 | 0,17 | 0,35 | mA | |||
| supply-current 10V | 10 | 12 | 0,12 | 0,6 | 0,36 | 0,60 | mA | |||
| output-current Isink | 200 | 8 | 80 | 100 | mA | |||||
| output-current Isource | 200 | 1 | 20 | 10 | mA | |||||
| threshold-current | 100 | 250 | 10 | 0,01 | nA | |||||
| discharge-state-off-current | 20 | 100 | 10 | 0,1 | nA | |||||
| MMV timing-error | 1 | 3 | 2 | 1 | 3 | % | ||||
| temp.drift | 500 | 250 | - | ppm/° | ||||||
| Vcc-drift | 0,5 | 0,3 | 1 | 0,1 | 0,5 | %/V | ||||
| output-rise-time | 100 | 300 | 75 | 20 | ns | |||||
| output-fall-time | 100 | 300 | 75 | 75 | ns | |||||
| fmax | 0,5 | 1 | 2 | MHz | ||||||
Naast de "gewone" 555 heeft Intersil als eerste een CMOS-variant hiervan op de markt gebracht: de 7555 (zeg maar een 555-GTI). Weer een tijdje later overtroefde Texas Instruments deze variant met een via hun LINCMOS-proces (LINear-CMOS) vervaardigde TLC555 (turbo-555). Bij TI volgt men trouwens een zeer konsistente en volgens ons ook suksesvolle politiek. "Oude", in bipolaire techniek vervaardigde bestseller-IC's (op-amps, komparators en dus ook de 555 en 556) blijken stuk voor stuk in LINCMOS-versie op te duiken om een nieuw leven te beginnen.
Algemeen geldt dat van de CMOS-versies het stroomverbruik drastisch teruggebracht is, van zo'n 10 mA tot 100 µA, terwijl het voedingsspanningsbereik naar beneden doorloopt tot 2 V. Met name in batterij-gevoede applikaties kunnen deze eigenschappen voordelig zijn. Ook de grote piekstroom bij het omschakelen van de uitgang treedt niet meer op. Een ander facet waar ontwerpers hun voordeel mee kunnen doen, is dat de input-bias-stroom van de threshold-komparator en de lekstroom van de ontlaadtransistor ook aanmerkelijk verkleind zijn. Dit laat een hogere laadweerstand voor de kondensator toe, waardoor langere tijdsintervallen haalbaar zijn. Ook kwa snelheid zijn de CMOS-versies erop vooruit gegaan, iets dat met name te danken is aan het ontbreken van verzadigingseffekten zoals die in bipolaire transistoren op kunnen treden. In het lab haakte de gewone 555 af bij zo'n 180 kHz, de 7555 haalde een uitgangsfrekwentie van 1,1 MHz en de TLC555 hield het pas bij 2,4 MHz voor gezien (R1 = R2 = 220 Ω, C1 = 100 pF, Ub = 10V).
Wat uitgangsstroom betreft, moeten de CMOS-555's echter hun meerdere bekennen in hun bipolaire stamvader. De gewone 555 kan 200 mA leveren (zowel "sinken" als "sourcen"). De 7555 is aanmerkelijk zwakker met zijn 5...50 mA, een stroom die bovendien sterk afhankelijk is van de voedingsspanning (bijv. 10 mA bij 10 V). Bij de TLC555 geldt weer een ander verhaal, omdat de uitgang asymmetrisch is met een sinkkapaciteit van 100 mA en een source-kapacititeit van slechts 10 mA. Met name bij toepassingen waar een gewone 555 vervangen wordt door een CMOS type, moet naar de uitgangsstroom-behoefte gekeken worden. Niet zelden worden vanuit een 555 rechtstreeks relais aangestuurd.
Een ander, in een aantal gevallen essentieel verschil tussen de gewone en de CMOS-555 is de al eerder vermelde ingangsimpedantie van de voltagecontrol-ingang. De interne weerstandsdeler van de gewone 555 bestaat uit drie 5-k-weerstanden, bij de CMOS-555's zijn ze 100 k typical.