True RMS voltmeter speciaal voor audiosignalen
Net meten van wisselspanningen is niet bepaald eenvoudig, vandaar dat vaak aanzienlijke meetfouten gemaakt worden. Vooral het meten van nietsinusvormige spanningen verlangt van de meettechnicus een behoorlijke dosis kennis en kunde. De oorzaak hiervan is dat de meeste meetinstrumenten slechts de beschikking hebben over een simpele gelijkrichter aan de ingang. Deze is gewoonlijk alleen te gebruiken bij relatief lage signaalfrekwenties en houdt ook geen rekening met de vorm van het signaal. Voor het nauwkeurig meten van wisselspanningen is een zogenaamde true-RMS-voltmeter nodig. Dit is echter een vrij kostbaar instrument. De true-RMS-audio-voltmeter uit dit artikel vormt een goed en goedkoop alternatief hiervoor.
| Meetbereik | 200 mV, 2 V, 20 V, 200 V |
| Frekwentiebereik | 30 Hz ... 20 kHz |
| Meetfout | maximaal 0,5% |
| Temperatuurbereik | 0 tot 70 °C. |
| Display | 3½-digit LCD |
| Meting | lineair en in dB |
| dB-offset | instelbaar |
| dB-meetbereik | -40 dB... +10 dB |
| Voeding | 9 V batterij |
In de inleiding is al duidelijk gemaakt dat het bepalen van de effektieve waarde van een wisselspanning met de nodige zorg dient te gebeuren. Vandaar dat het belangrijk is dat eerst duidelijk vastgelegd wordt wat daadwerkelijk gemeten dient te worden. De eenvoudigste definitie van de effektieve waarde van een spanning is de volgende: De effektieve waarde van een wisselspanning is die waarde die in een ohm-se belasting dezelfde warmte-ontwikkeling veroorzaakt als een gelijkspanning van dezelfde waarde. Een wisselspanning met een effektieve waarde van 230 V laat bijvoorbeeld een lamp even fel branden als een gelijkspanning van 230 V. De golfvorm van de wisselspanning is daarbij niet van belang. Een sinusvormige spanning met een effektieve waarde van 230 V heeft hetzelfde effekt als een zaagtandvormige of blokspanning met dezelfde effektieve waarde.
Om te voldoen aan de in het begin van dit artikel gegeven definitie, zal de topwaarde van de wisselspanning altijd groter zijn de effektieve waarde. De enige uitzondering is een symmetrische blokgolf, daarbij is de effektieve waarde gelijk aan de topwaarde. Bij een sinusvormig signaal is de verhouding tussen de effektieve waarde en de top-(of piek-)waarde van de spanning √2 (1,41). Elke golfvorm heeft, zoals in tabel 1 te zien is, een bepaalde verhouding tussen de topwaarde en de effektieve waarde. We noemen die verhouding de crest-faktor.
| Golfvorm Ut | 1 V | Crest-faktor Ut/Ueff | Effektieve waarde Ueff | Weergave op gewone meter geijkt voor sinus | Meetfout bij gebruik gewone meter |
|---|---|---|---|---|---|
| sinus | 1,414 | 0,707 V | 0,707 V | 0% | |
| symm. blokgolf | 1,00 | 1,00 V | 1,11 V | +11% | |
| driehoek | 1,73 | 0,577 V | 0,555 V | -3,8% | |
| witte ruis | 3 | 0,333 V | 0,266 V | -20,2% | |
| rechthoek puls/pauze 1:3 | 2 | 0,5 V | 0,25 V | -50% | |
| rechthoek puls/pauze 1:100 | 10 | 0,1 V | 0,01 V | -99% | |
| fase-aansnijding duty-cycle 50% | 2 | 0,495 V | 0,354 V | -28% | |
| fase-aansnijding duty-cycle 25% | 4,7 | 0,212 V | 0,150 V | -30% |
Omdat bij het bepalen van de effektieve waarde van een wisselspanning meestal de waarde van een sinusvormige spanning moet worden gemeten, wordt in de standaard multimeter van een simpele truuk gebruik gemaakt. Een eenvoudige gelijkrichter zet de wisselspanning om in een gelijkspanning waarvan dan vervolgens het nivo gemeten wordt. Nadat met behulp van de vormfaktor (1,11) een korrektie op de gemeten waarde is doorgevoerd, kan de bijbehorende effektieve waarde op de meter worden getoond. (De vormfaktor geeft de verhouding tussen de effektieve spanning en de gemiddelde spanning aan.)
Omdat doorsnee-spanningsmeters geijkt zijn voor sinusvormige signalen, zal bij het meten van niet-sinusvormige signalen de meter in de fout gaan. In tabel 1 zijn van een aantal standaard golfvormen de verschillende gegevens bij elkaar gezet. Aan de hand van deze cijfers is het in veel gevallen mogelijk de meetwaarden voor de aangeboden golfvorm te korrigeren, maar echt handig is dat natuurlijk niet. Bovendien geven bepaalde golfvormen, zoals de resultante bij een fase-aansnijding van de lichtnetspanning met behulp van een triac, een zeer grote meetfout. Korrigeren is dan eigenlijk niet meer mogelijk.
Ook andere meetopdrachten, zoals het bepalen van het ruis- en vervormingsnivo, vragen om een betere aanpak. Een echte effektieve-waarde-bepaling is dan absoluut noodzakelijk.
Figuur 1. Van een sinusvormig signaal zijn drie meetwaarden te bepalen: de topwaarde, de effektieve waarde en de gemiddelde waarde (deze laatste geldt uiteraard voor een tweezijdig gelijkgerichte sinus).
Figuur 2. De inwendige opzet van de AD636 laat duidelijk de verschillende deelschakelingen in dit IC zien.
De true-RMS-meting
Uit het voorgaande stuk is duidelijk gebleken dat eenvoudige spanningsmeters bij serieuze meetopdrachten zelden voldoen. Voor het gewone huis-, tuin- en keuken-werk zijn ze leuk, voor het echte meetwerk nagenoeg onbruikbaar. Vandaar dat duurdere meters zogenaamde true-RMS-meters zijn. RMS is de Engelse afkorting voor de effektieve waarde (Root Mean Square), terwijl men met de aanduiding "true" aangeeft dat ook werkelijk door de meter de effektieve waarde van een wisselspanning berekend wordt. Halfgeleiderfabrikanten komen de ontwerpers van dit type meters te hulp met speciale geïntegreerde true-RMS-omzetters.
Dankzij deze omzetters is het niet meer nodig komplexe rekenroutines in het meetinstrument te integreren. Op de ingang van de om-zetter wordt het te meten wisselspanningssignaal aangeboden, waarna op de uitgang van het IC een gelijkspanning verschijnt die een maat is voor de RMS-waarde van het ingangssignaal. De komplexe konversie komt daarmee geheel voor rekening van de elektronica in de chip. Het berekenen van de uitgangsspanning gebeurt als volgt:
URMS = √(gemiddelde van Uin2)
Met andere woorden, regelmatig wordt een monster van het ingangssignaal genomen. De waarde hiervan wordt gekwadrateerd en vervolgens wordt het gemiddelde van de kwadraten over een bepaalde periode berekend. Uiteindelijk wordt de wortel uit dit gemiddelde getrokken en daarmee is de true-RMS-waarde beschikbaar. Deze aanpak is betrouwbaar zolang de tijd waarbinnen het gemiddelde berekend wordt lang is in verhouding tot de periodetijd van het ingangssignaal.
Voor de true-RMS-meter uit dit artikel is de hulp ingeroepen van de AD636 van Analog Devices, een geïntegreerde true-RMS-omzetter. Om de kosten van de schakeling in de hand te houden is de keuze gevallen op de relatief goedkope 10-pens uitvoering, de AD636JH, met een maximale meetfout van 1%. Voor professionele toepassingen is er ook nog een betere K-versie leverbaar. Dit IC is nog nauwkeuriger (0,5 %) maar heeft als groot bezwaar dat het prijskaartje voor normale toepassingen eigenlijk te hoog is.
De inwendige opzet van de AD636JH is te zien in het aan-sluitschema van figuur 2. Kondensator Cnv wordt gebruikt voor het uitmiddelen van de spanning en de buffer-opamp kan gebruikt worden om de uitgangsimpedantie van de omzetter te verlagen.
De schakeling
Een korte blik op het schema van de true-RMS-meter (figuur 3) maakt al snel duidelijk dat veel van het werk in de schakeling wordt verzet door geïntegreerde schakelingen. Naast de eerder genoemde AD636 is ook nog een oude bekende van stal gehaald: de ICL7106. Samen met een 3½ digit LCD zorgt dit IC voor een duidelijke presentatie van de meetresultaten.
Figuur 3. Het komplete schema van de true-RMS-meter voor audiosignalen. Dankzij enkele krachtige IC's blijft de schakeling simpel van opzet.
| R1 | 1M 1% |
| R2 | 100k 1% |
| R3 | 10 k 1% |
| R4 | 1 k 1% |
| R5 | 110 Ω 1% |
| R6,R24 | 47 k |
| R7,R16,R17,R22 | 1 M |
| R8 | 18 k |
| R9 | 4k7 |
| R10 | 470k |
| R11 | 150 Ω |
| R12 | 1k5 |
| R13 | 22 k |
| R14 | 10 k |
| R15 | 680 Ω |
| R18 | 220 k |
| R19,R20,R21,R23 | 100 k |
| P1 | 100 k instel (staand model) |
| P2 | 100 k |
| P3 | 50 g instel (staand model) |
| P4 | 10 k instel (liggend model) |
| C1 | 10 p trimmer |
| C2 | 100 p trimmer |
| C3 | 33 p |
| C4 | 1 n |
| C5,C14 | 10 n |
| C7 | 22 n/250 VAC |
| C8 | 47 µF/16 V radiaal |
| C9,C10 | 4µ7/16 V radiaal |
| C11 | 22 µ/16 V radiaal |
| C12,C13,C16 | 100 n |
| C15 | 100 p |
| C17 | 470 n |
| C18 | 220 n |
| D1,D2,D4 | 1N4148 |
| D3 | LED rood 5 mm |
| T1 | BC547B |
| IC1 | AD636J11 |
| IC2 | LM385Z1.2 |
| IC3 | 4030 |
| IC4 | 7106 |
| K1 | BNC-konnektor |
| S1 | draaischakelaar, 6 standen en 2 maakkontakten |
| S2 | draaischakelaar, 2 standen en 4 maakkontakten |
| S3 | schuifschakelaar, haaks, voor printmontage |
| LCD1 | 3,5-digit LCD (LTD221F12) |
| Bt1 | 9 V batterij, met batterij-clip |
| kastje | Pactec HPL9VB |
| EPS 930108 | |
| frontplaat | EPS 930108F |
Het te meten signaal bereikt de schakeling via ingangsbus K1. Een frekwentiegekompenseerde stappenverzwakker (R1...R5, C1...C5) zorgt ervoor dat het signaal qua nivo op maat gemaakt wordt voor de true RMS omzetter. De stappenverzwakker biedt vier meetbereiken: 200 mV, 2 V, 20 V en 200 V.
Het verzwakte ingangssignaal bereikt IC1 via C7 en een beschermingsschakeling bestaande uit R6, Dl en D2. Het is van groot belang dat voor C7 een kondensator met de voorgeschreven werkspanning van 250 VAC wordt gebruikt. Zou op een ongelukkig meetmoment de keuzeschakelaar in een verkeerde stand staan, dan kan een lichtere kondensator doorslaan met alle gevolgen van dien. Wordt er gebruik gemaakt van de voorgeschreven kondensator, dan is de bescherming van de rest van de schakeling gegarandeerd. De buffer-opamp van ICI is via een bootstrap-schakeling als impedantie-omzetter voor het ingangssignaal ingezet, omdat de lage ingangsweerstand van de eigenlijke meet-ingang, pen 4 (±7 kΩ), anders de verzwakken te zwaar zou belasten. liet uitgangssignaal van de omzetter kan direkt naar de ICL7106 worden gevoerd, omdat de ingangsimpedantie van dat IC toch vrij hoog is. C9 is de eerder genoemde Cnv, de kondensator die zorgt voor het bepalen van de gemiddelde spanning. Op zijn beurt zorgt bufferkondensator C10 voor het wegwerken van rimpeltjes in het uitgangssignaal van de omzetter. Om een goede werking van de schakeling te garanderen, is het van groot belang dat voor C8, C9 en C10 goede en lekarme typen worden gebruikt. Tantaalkondensatoren zijn hiervoor in de praktijk een goede keuze. De true-RMS-omzetter IC1 werkt met behulp van een quasi-symmetrische voeding. Als massa wordt de common-aansluiting (pen 32) van de A/D-omzetter 7106 (1C4) gebruikt. Dankzij de ingebouwde zenerdiode ligt dit spanningsnivo steeds exakt 2,8 V onder de positieve voedingsspanning. De offset-spanning op de uitgang van IC1 kan met behulp van instelpotentiometer 171 gekompenseerd worden. Indien de ingang van de meter na het afregelen van de kompensatie dus wordt kortgesloten, verschijnt op het display daadwerkelijk 0.00 V. Om te voorkomen dat bij een lege batterij de kompensatie niet meer optimaal is, is het belangrijk dat er een stabiele spanning voor de offsetkompensatie gebruikt wordt. Er is voor een simpele maar doeltreffende oplossing gekozen door een gewone rode LED als referentiebron te gebruiken. Mocht de batterijspanning dalen, dan zal er weliswaar minder stroom door LED D3 gaan lopen, maar desondanks varieert de spanningsval over D3 maar in geringe mate. De stroom door D3 is trouwens zo klein dat de LED in de praktijk maar amper zichtbaar zal oplichten.
Om de meter nauwkeurig te laten werken, is het noodzakelijk dat er een stabiele referentiespanning aanwezig is. In deze schakeling is daarvoor gebruik gemaakt van IC2 (LM385), een uiterst stabiele en temperatuurgekompenseerde referentiezener. De referentiespanning bedraagt 1,23 V en wordt met behulp van R14, R15 en F3 teruggebracht tot 100 mV. Deze spanning wordt via Sta naar de ref-hi-ingang (pen 36) van de 7106 gevoerd.
dB-metingen
Vaak is er bij metingen aan LF-schakelingen (zoals versterkers en filters) meer behoefte aan een logaritmische meter die geijkt is in dB's, dan aan een lineaire meter.
Bij de ouderwetse mechanische meetapparaten is een optie voor een dB-meting eenvoudig te implementeren door een extra schaal op de meter aan te brengen. Bij elektronische meetinstrumenten is dat niet zo gemakkelijk. Gelukkig bezit IC1 ook een logaritmische uitgang (pen 7). Op deze uitgang staat de spanning (-log Uin) die afkomstig is van een transistor in de vermenigvuldiger. Daarmee is de gewenste konversie van een lineaire schaal naar een logaritmische schaal dus snel en doeltreffend geregeld. Met behulp van P2 kan bij logaritmische metingen steeds het nulpunt op het gewenste nivo worden ingesteld. Verandert het ingangsnivo, dan verschijnt op het display direkt de meetwaarde geijkt in dB's t.o.v. het ingestelde nivo.
Het omschakelen van lineaire naar logaritmische meting gebeurt met behulp van schakelaar S2. Omdat de logaritmische spanning negatief is, worden het B- en C-dek van de schakelaar gebruikt om de polariteit van het te meten signaal ten opzichte van de 7106 om te keren. Het A-dek van de schakelaar zorgt voor een aangepaste referentiespanning op pen 36 van IC4. Als laatste komt nog het D-dek aan de beurt; dit zorgt voor de juiste plaats van de decimale punt op het display. Omdat de logaritmische uitgangsspanning van IC1 temperatuurafhankelijk is, moet ook de referentiespanning overeenkomstig gekompenseerd worden. Met behulp van diode D4 is aan deze eis voldaan, de referentiespanning op P5 is daardoor ook afhankelijk van de omgevingstemperatuur.
De voornoemde dB-metingen zijn in ieder spanningsbereik van de meter mogelijk. Het meetbereik bedraagt +10 dB tot -40 dB. Dit betekent dat in bijvoorbeeld het 2 V bereik de te meten spanning varieert tussen 6,32 V (+10 dB) en 0,02 V (-40 dB). Merk op dat ook het voorteken in dit meetbereik verandert.
Het frekwentiebereik
De berekening van de effektieve waarde van de ingangsspanning gebeurt met behulp van een rekenschakeling die gebruik maakt van logaritmische signalen. Zoals in vrijwel alle logaritmische schakelingen is de maximale signaal frekwentie die door het circuit verwerkt kan worden sterk afhankelijk van het spanningsnivo. De bovenste lijn (1 V ingangsspanning) in figuur 4 toont het nagenoeg ideale gedrag van de RMS-omzetter. De stippellijnen in de tekening geven aan hoe de bandbreedte van de omzetter varieert binnen de gestelde nauwkeurigheid (±1%, +10% en +3 dB) als funktie van het ingangsnivo. Dit staat los van de statische afwijking die in de praktijk circa +0,3 mV danwel +0,3% van de volle-schaal-waarde bedraagt.
Figuur 4. Deze grafiek illustreert dat het meetbereik van de oorzetter sterk afhankelijk is van het aangeboden signaalnivo.
Uit het diagram is op te maken dat er bij een ingangsspanning van 200 mV op pen 4 van IC1 een extra meetfout van 1% optreedt bij een signaalfrekwentie van 120 kHz, terwijl dat bij 10 mV gebeurt bij een frekwentie van 12 kHz. Wordt er dus gemeten aan signalen met relatief hoge frekwenties, dan moet daarom gezorgd worden dat de meting wordt uitgevoerd met een zo groot mogelijke signaalspanning.
Aan de onderkant is de lineariteit gewaarborgd tot circa 30 Hz; indien een kleine fout akseptabel is zelfs tot 10 Hz. Bij zeer lage frekwenties zorgt de bootstrap-schakeling voor een meetfout van circa 0,2 % of +0,2 dB.
Over de opbouw van het display-gedeelte hoeven we niet veel meer te zeggen. Het IC met bijbehorend display is al vele malen in Elektuur-schakelingen gebruikt. Het is gewoon een standaardtoepassing van de 7106. Met behulp van transistor T1 is een low-battery-indikator gemaakt die bij spanningen tussen 6,5 en 7 V aktief wordt. Aangezien de stroomopname van de hele schakeling slechts circa 3 mA bedraagt, zal een standaard 9-V-batterij wel een tijdje meegaan.
De true-RMS-konversie
Omdat de konversie van wisselspanning naar true-RMS-waarde in een black-box gebeurt, is er weinig zicht op het daadwerkelijke konversieproces. Principieel komen drie konversietechnieken in aanmerking. De simpelste manier van werken is in theorie het omzetten van de aangeboden wisselspanning in warmte. De thermische methode maakt van dit fenomeen gebruik. In een bekende weerstand (R1) wordt dan een hoeveelheid warmte opgewekt die afhankelijk is van de ingangsspanning. Door deze warmte te vergelijken met de warmte die een bekende gelijkspanning in een identieke weerstand (R2) opwekt, kan de true-RMS-waarde snel bepaald worden. Het nivo van de gelijkspanning wordt net zolang bijgeregeld tot de temperatuur van beide weerstanden identiek is. De gebruike gelijkspanning is dan gelijk aan de true-RMS-waarde van de wisselspanning. Het principe werkt goed, want het is nauwkeurig en in een groot frekwentiegebied te gebruiken. Nadelen zijn dat het nogal langzaam gaat en dat de praktische realisatie niet eenvoudig en bovendien kostbaar is.
Een andere aanpak is de direkte of expliciete methode. Hierbij worden de noodzakelijke rekenkundige bewerkingen uitgevoerd met behulp van een aantal achter elkaar geschakelde deelschakelingen, zoals een vermenigvuldiger + multiplicator en operationele versterkers. Deze direkte aanpak heeft zijn beperkingen omdat het dynamisch bereik van de deelschakelingen niet onbegrensd is. Indien bijvoorbeeld het bereik van het ingangssignaal ligt tussen 1 en 100 mV, dan is de zwaai op de uitgang van de kwadraterende schakeling een faktor I op 10.000 (1 mV tot 10 V). Voor de meeste elektronische schakelingen is dat een probleem. Vandaar dat in de praktijk het ingangssignaal maximaal een faktor I0 mag variëren; een bereik van 1 tot 10 mV is dus net haalbaar. De meetfout van deze aanpak is bij een goede komponentkeuze redelijk klein (±0,1%). Ook de bandbreedte en de snelheid van de schakeling laten weinig te wensen over.
Een betere aanpak is de indirekte of impliciete methode. Hierbij wordt een terugkoppeling gebruikt om de wortelfunktie in de vermenigvuldiger te integreren. Het ingangssignaal wordt met behulp van een vierkwadrant-vermenigvuldiger gekwadrateerd en direkt gedeeld door het uitgemiddelde uitgangssignaal van de vermenigvuldiger dat wordt teruggekoppeld. Het uitgemiddelde signaal varieert nu lineair in plaats van kwadratisch. Hierdoor neemt het dynamisch bereik van de omzetter flink toe.
De indirekte aanpak heeft als belangrijk voordeel dat er minder komponenten nodig zijn, dat er een groot dynamisch bereik is en dat hij goedkoop is. Uiteraard zijn er ook minder sterke kanten: zo blijkt dat de bandbreedte van deze aanpak kleiner is dan die van de thermische en direkte methode.
En nu maar bouwen
In figuur 5 is de koper-layout en komponentenopstelling van de print te vinden die voor de trueRMS-voltmeter beschikbaar is. Met uitzondering van de BNC-ingangskonnektor en de batterij krijgen alle komponenten een plaatsje op de print.
Figuur 5. De koper-layout en komponentenopstelling van de print voor deze meter. Dankzij deze print is het suksesvol nabouwen geen probleem.
Figuur 6. De frontplaat die voor dit instrument ontworpen is, geeft de schakeling een professioneel uiterlijk.
Breng als eerste alle draadbruggen aan, dan kunnen die tenminste niet meer vergeten worden. Helaas zitten er relatief veel draadbruggen op de print, maar dankzij deze draadbruggen was het mogelijk een enkelzijdige print te gebruiken. Een dubbelzijdige is altijd weer een flink stuk duurder en bovendien zelf veel moeilijker te maken. Met LC-display wordt boven IC4 aangebracht, vandaar dat het belangrijk is hiervoor een goed voetje te gebruiken. In geval van storing blijft de 7106 dan toch bereikbaar.
Doordat voor S3 een kleine haakse schuifschakelaar gekozen is, zit de knop van de aan/uit-schakelaar van de meter keurig aan de zijkant van het apparaat. De draaischakelaars S1 en S2 worden direkt op de print gemonteerd en moeten, om een al te grote mechanische belasting van de print te voorkomen, door het deksel van de behuizing gesteund worden. De gaten waardoor de assen van de schakelaars uit de behuizing steken, dienen dan ook precies passend te zijn. Let er verder op dat de ringen waarmee het aantal standen van de schakelaar kan worden ingesteld, in de juiste stand worden gemonteerd. Hierdoor wordt voorkomen dat de gebruiker de schakelaar in een ongedefinieerde stand zet.
De rest van de komponenten kan zonder problemen rechtstreeks op de print gemonteerd worden.
Het is belangrijk dat voor de spanningsdeler de voorgeschreven weerstanden en kondensatoren gebruikt worden. Afwijkende typen kunnen problemen veroorzaken wanneer wat grotere spanningen op de verzwakker worden aangeboden. Ook is het belangrijk dat de verbinding tussen de BNCkonnektor en de print met behulp van een stukje degelijke kabel wordt gemaakt. Bij al te dunne kabel kan overslag optreden bij een ingangsspanning van 200 VRMS. De print past precies in een Factec-kastje van het type HPL9VB. Dankzij het batterijvakje dat deze behuizing rijk is, is ook de 9-V-voedingsbron keurig opgeborgen. Bovendien is de frontplaat die bij de meter hoort, speciaal voor dit kastje ontworpen. Als de gaten netjes in de behuizing worden aangebracht en de frontplaat er met de nodige zorg op wordt geplakt, krijgt men een professioneel ogend meetinstrument.
Wat nu nog rest is de kalibratie en test van de meter. Gelukkig is dat niet al te moeilijk.
Testen en afregelen
De laatste fase is nu aan de orde; het testen en afregelen van het meetinstrument. Zet S2 in de stand lineair en kies met S1 het 2 V bereik. Vervolgens wordt de ingang kortgesloten. Regel Pl nu zodanig af dat op het display "000" verschijnt.
Zet vervolgens op de ingang van de true-RMS-meter en op de ingang van een (goede) multimeter een sinusvormig signaal met een amplitude van 1,8 Vans en een frekwentie van circa 80 Hz. Op het display van beide meetinstrumenten moet nu hetzelfde meetresultaat verschijnen. Zoniet, regel dan P3 zo af dat de weergave van het meetresultaat op het display van de RMS-meter klopt. Vervolgens kan de signaalfrekwentie verhoogd worden tot zo'n 20 kHz, waarna met behulp van C1 de uitlezing weer op de juiste waarde wordt afgeregeld.
Figuur 7. Een foto van de ingebouwde schakeling laat zien hoe de print in de behuizing is gemonteerd. De 9-V-batterij zit in het batterijvakje (hier juist niet zichtbaar).
Zet nu S1 in het 20 V bereik en voer de meting opnieuw uit. De meetwaarde dient in deze stand 1/10 van de oorspronkelijke meetwaarde, dus 180 mV, te bedragen. Mocht de meting bij 20 kHz afwijken, stel dan C2 bij tot de juiste waarde verschijnt. Omdat de instellingen van C1 en C2 elkaar beïnvloeden, is het nodig beide procedures een paar keer te herhalen totdat een optimale instelling is verkregen.
Tenslotte dient nog het dB-meet-bereik afgeregeld te worden. Zet S2 in de stand dB en kies met S1 het 2 V bereik. Zet nu een wisselspanning met een amplitude van circa 2 V op de ingang en regel met P2 het meetresultaat af op "000". Schakel S1 vervolgens door naar het 20 V bereik en stel P4 zodanig in dat op het display -20 dB verschijnt. Klaar is de afregeling. De kast kan nu gesloten worden en de bedieningsknoppen krijgen hun plaatsje op de schakelaars. Wij wensen u nog vele jaren suksesvol meten toe met uw nieuwe meetinstrument.
