Spanningsreferenties
Steeds vaker vraagt moderne elektronica om onderdelen die voor een nauwkeurige en stabiele spanning kunnen zorgen. Spanningsreferenties kunnen dat. Een van de voornaamste toepassingen van deze schakelingen is het gebruik bij D/Aomzetters. Deze schakelingen zetten een binaire code op de ingangen om in een analoge stroom of spanning, die recht evenredig is met het `gewicht' van de binaire code. Die stroom of spanning wordt afgeleid van een spanningsreferentie, die in de meeste gevallen extern is en aan een pen van de DAC moet worden aangesloten. Op ongeveer dezelfde manier worden spanningsreferenties gebruikt in A/D-omzetters, waar de binaire uitgangscode via een interne DAC wordt omgezet in een analoge spanning die wordt vergeleken met de analoge ingangsspanning.
In drie delen worden de principes, de werking en belangrijke applicaties uit de doeken gedaan.
Wat is er mis met de zenerdiode? Dat is de eerste vraag die men zich moet stellen als men praat over stabiele spanningen. Die onderdelen bestaan immers al tientallen jaren en hebben al die tijd trouw stabiele spanningen gegenereerd die nog steeds de basis vormen van miljoenen gestabiliseerde voedingen. Zolang men geen al te hoge eisen stelt aan de nauwkeurigheid, de ruilvrijheid en de stabiliteit van de referentiespanning is er inderdaad nog steeds niets op tegen om een of andere zenerdiode in te zetten. Maar moderne, tien of meer bit brede zeer nauwkeurige DAC's stellen nu eenmaal andere, veel hogere eisen dan een regelbare voeding!
Zenerdiode schiet tekort
Om duidelijk te maken wat er mankeert aan de zenerdiode dient het volgende voorbeeld. Zelfs de meest stabiele zenerdiode heeft over het temperatuurbereik van 10 tot 30 °C een verloop van ongeveer 0,30 % op de zenerspanning. Stel nu, dat dit onderdeel gebruikt wordt als referentie in een 12 bit brede A/D-omzetter. Een dergelijke schakeling zet de analoge ingangsspanning om in 4.096 verschillende digitale codes. Elke van deze codes komt dus overeen met 0,024 % van het volledige bereik van de oorzetter. Het zal nu wel duidelijk zijn dat het verloop van 0,30 % op de referentiespanning de zeer grote nauwkeurigheid van deze omzet-ter volledig tenietdoet!
Een van de eerste bezwaren tegen zenerdioden is dus hun grote temperatuurscoëfficiënt. De meeste families hebben een temperatuurscoëfficiënt die kan variëren van -2,5 tot +20,5 mV/°C. Een en ander is afhankelijk van de waarde van de zenerspanning, want lage spanningen hebben een negatieve temperatuurscoëfficiënt, hoge spanningen een positieve. Bij de meeste series ligt het overgangspunt van negatief naar positief tussen de 5 en 6 V. Zo heeft de 5,1 V zenerdiode uit de BZX 88 serie van Philips de kleinste temperatuurscoëfficiënt van de familie, namelijk -0,8 mV/°C.
Een tweede groot nadeel van zenerdioden is het typische S-vormige verloop van de temperatuurscoëfficiënt (zie fig. 1). In de grafiek is het verloop van de temperatuurscoëfficiënt uitgezet in functie van de temperatuur van de zenerdiode. Hieruit blijkt dat deze eerst stijgt, dan daalt en bij hoge temperaturen weer stijgt. De temperatuurscoëfficiënt wisselt dus twee maal van polariteit. Deze S-vormige curve heeft als nadeel dat het niet mogelijk is een eenvoudige compensatieschakeling te ontwerpen waarmee men de temperatuurscoëfficiënt zou kunnen compenseren.
Fig. 1 Het S-vormige verloop van de temperatuurscoëfficiënt van een zenerdiode.
Een derde probleem is de vrij hoge ruisspanning die over een zenerdiode ontstaat. Zenerdioden worden immers in sper gepolariseerd. Nu hebben al dit soort onderdelen, als gevolg van de thermische bewegingen in de moleculen en atomen van het halfgeleidende kristal, een vrij hoge eigen ruis. Deze zogenaamde 'Brownse bewegingen' zorgen ervoor dat op volledig willekeurige momenten elektronen door de junctie-barrière breken en een kleine sprong op de uitgangsspanning veroorzaken. Dit statistische verloop uit zich in een hoge ruisspanning, die als het ware op de gelijkspanning op de uitgang gesuperponeerd is. Deze ruis-spanning beïnvloedt de momentele waarde van de zenerspanning en kan bij nauwkeurige toepassingen problemen veroorzaken.
Een vierde bezwaar van zenerdioden is dat zij een tamelijk grote tolerantie hebben. Koop tien identieke zeners, voedt deze met een identieke stroom en men zal constateren dat de zenerspanning wel 20 % van exemplaar tot exemplaar kan afwijken!
Al met al redenen genoeg dus om naar betere en nauwkeurigere alternatieven te zoeken! En dat heeft de halfgeleider-industrie dan ook driftig gedaan!
Principes van spanningsreferenties
Wie de moeite neemt om de analoge databoeken van de tien grootste IC-fabrikanten door te speuren zal zonder al te veel moeite meer dan honderd verschillende typen spanningsreferenties bij elkaar sprokkelen. Daar zijn heel eenvoudige tweepootjes bij, die men in feite kan beschouwen als 'verbeterde zenerdioden', maar ook heel ingewikkelde schakelingen in DIL-16, die een tot drie decimalen na de komma nauwkeurige uitgangsspanning genereren. Toch werken al deze schakelingen slechts volgens vier principes. Voor een goed begrip van de materie is het noodzakelijk eerst deze principes in het kort te beschrijven.
Deze principes zijn:
- speciale zogenaamde 'sub-surface' zenerdioden die als belangrijkste kenmerken een zeer lage eigen ruis en een zeer goede stabiliteit op lange termijn hebben;
- temperatuur gecompenseerde referenties, die werken met een invers gepolariseerde basis-emitter overgang van een silicium transistor en waarbij hulpschakelingen de lineaire temperatuurscoëfficiënt van deze overgang compenseren;
- bandgap referenties, waarbij de spanning wordt bepaald door de fysische eigenschappen van het silicium van een halfgeleider;
- thermostatisch geregelde referenties, waarbij de chip op een constante temperatuur wordt gehouden en bijgevolg een spanning wordt gegenereerd die uiterst stabiel is.
Bij de sub-surface referenties wordt gebruik gemaakt van de invers gepolariseerde basis-emitter overgang van een silicium transistor. Deze zal doorslaan bij een spanning van ongeveer 6,2 V, zodat de overgang als een soort zenerdiode gaat werken, onder voorwaarde dat men de stroom begrenst door een weerstand in serie op te nemen.
Bij normale Si-transistoren ligt de basis-emitter overgang aan het oppervlak van de chip. De doorslag zal dus ook aan dit oppervlak optreden met als gevolg dat het doorslag proces verstoord wordt door ingewikkelde fysische oppervlakteprocessen, die op korte termijn ruis en op lange termijn instabiliteit tot resultaat hebben.
Als men nu echter de basis-emitter overgang niet aan het oppervlak legt maar in het chipmateriaal, dan kan er geen sprake zijn van fysische oppervlakteverschijnselen, zodat ruis en instabiliteit geminimaliseerd worden!
In figuur 2 is de samenstelling getekend van een dergelijke sub-surface referentie. In het silicium materiaal wordt eerst een vrij smalle, maar diepe P+ zône aangebracht. Rond deze laag wordt de standaard basis-diffusie P- gelegd. Nadien wordt de N+ diffusie van de emitter over de P+ diffusie gelegd. Op deze manier wordt de basis-emitter overgang verborgen in het kristal en heeft men geen last van oppervlakteverschijnselen. Bij het aansluiten van de basis-emitter overgang op een grote inverse spanning zal deze overgang doorslaan op de plaats waar de doping het grootst is. Dat is op de plaats waar de P+ en N+ zones elkaar raken.
Fig. 2 Schematische samenstelling van een sub-surface diode.
De doorslagspanning van dit type van spanningsreferenties bedraagt ongeveer 6,3 V, een gunstige waarde omdat men vaak in de praktijk referentiespanningen van 5 V of 10V nodig heeft.
Het principe van een temperatuur gecompenseerde spanningsreferentie is getekend in figuur3.
Fig. 3 Het basisschema van een ternperatuursgecompenseerde referentiediode.
Deze transistor stuurt de darlingtontrap Q5/Q6. De grootte van de stroom die door de collector van Q6 geleverd wordt, zal afhankelijk zijn van de spanning over de diode D1. Deze stroom wordt opgenomen door de transistor Q1. De basis-emitter overgang van deze halfgeleider is geschakeld over de serieweerstand As van de sub-surface diode. De basis-emitter spanning van Q1 is afhankelijk van de waarde van de collectorstroom. Deze basis-emitter spanning staat over de serieweerstand en afwijkingen van de referentiespanning, veroorzaakt door temperatuurschommelingen, worden gecompenseerd door de basis-emitter spanning van de transistor Q1.
Het basisschema van een bandgap referentie is getekend in figuur 4. Men gaat weer uit van de basis-emitter overgang van een silicium transistor, die nu echter in voorwaartse richting wordt gepolariseerd. De geleidingsspanning van een dergelijke junctie is, zoals bekend, ongeveer 0,65 V. Belangrijk is dat wiskundig aangetoond kan worden dat een dergelijke junctie een zeer lineaire temperatuurscoëfficiënt heeft van -2 mV/°C. Bij het bandgap principe wordt deze negatieve temperatuurscoëfficiënt gecompenseerd door een tweede temperatuurgevoelig element in serie te schakelen, dat een even grote, maar positieve temperatuurscoëfficiënt heeft. Het resultaat is dat de totale temperatuurscoëfficiënt nul is en dat de schakeling een temperatuuronafhankelijke spanning genereert.
Fig. 4 Het basisprincipe van band-gapping.
De uitgangsspanning van de schakeling is gelijk aan de basis-emitter spanning van de transistor Q3 plus de spanningsval over de weerstand R2.
Men kan nu wiskundig aantonen dat deze spanningsval wordt bepaald door de logaritmische verhouding tussen de stromen I1 en I2 en door een factor die afhankelijk is van de temperatuur.
De eerste bepalende factor van de uitgangsspanning, de basis-emitter spanning van Q3, heeft zoals bekend een negatieve temperatuurscoëfficiënt van -2 mV/°C. Het komt er nu dus op neer de spanningsval over R2 een temperatuurscoëfficiënt te geven van +2 mV/°C. Dat kan heel gemakkelijk, want het volstaat de verhouding tussen de stromen 11 en 12 een bepaalde wiskundig te berekenen waarde te geven. Deze verhouding moet zo berekend worden dat de logaritmische verhouding tussen beide stromen de noodzakelijke waarde krijgt om de gewenste temperatuurscoëfficiënt tot gevolg te hebben.
In de praktijk kan men deze waarden instellen door het lasertrimmen van de waarde van de weerstanden R1 en R2. Hoe nauwkeuriger beide weerstanden worden afgeregeld, hoe preciezer beide temperatuurscoëfficiënten in absolute waarde aan elkaar gelijk worden en hoe stabieler de uitgangsspanning van de schakeling is!
Het bandgap principe wordt vaak in de praktijk toegepast. Nadeel is echter dat de uitgangsspanning van een bandgap referentie zeer laag is, namelijk ongeveer 1,25 V. Wil men uit deze lage spanning praktisch bruikbare waarden afleiden, dan zal men de bandgap referentie moeten laten volgen door een versterkertje. En het probleem is dan dat de temperatuurscoëfficiënt op de versterking van deze extra trap de basisnauwkeurigheid van de referentie kan beïnvloeden!
Sommige fabrikanten zijn er echter in geslaagd de eigen uitgangsspanning van het bandgap principe op te voeren tot ongeveer 2,5 V. Men werkt dan met het basisschema dat in figuur 5 wordt voorgesteld. De uitgangsspanning van de referentie wordt nu verhoogd door een aantal als diode geschakelde transistoren in serie te schakelen. De uitgangsspanning van deze schakeling is gelijk aan de som van de basis-emitter spanningen van de transistoren Q4, Q5 en Q6, plus de extra component over R1, die weer zorgt voor het minimaliseren van de totale temperatuurscoëfficiënt.
Fig. 5 Het verhogen van de uitgangsspanning van een bandgap referentie.
Tot slot de thermostatisch geregelde spanningsreferenties. Bij dit soort schakelingen wordt de chip in het IC ingesteld op een constante temperatuur van ongeveer 90 °C. Temperatuurschommelingen, veroorzaakt door de omgeving, worden door een thermostatische regeling gecompenseerd. De referentiediode staat zodoende op een constante temperatuur en levert een constante spanning af.
Het principeschema van een thermostatisch geregelde referentie is geschetst in figuur 6.
Fig. 6 Het basisprincipe van een thermostatisch geregelde referentie.
De basis-emitter spanning van transistor T2 wordt, met zijn lineaire temperatuurscoëfficiënt van -2 mV/°C, gebruikt als temperatuursensor. Deze spanning wordt in een comparator vergeleken met een referentiespanning. Omdat ook deze zeer stabiel moet zijn wordt deze spanning afgeleid uit de uitgangsspanning van het IC. De comparator stuurt stroom door de transistoren T3 en T4, die als verwarmingselement worden gebruikt. Transistor T1 is geschakeld als zenerdiode, want de basis-emitter junctie is immers invers gepolariseerd. De doorslagspanning van deze junctie wordt als uitgangsspanning van de schakeling gebruikt.
Het zal duidelijk zijn dat de thermostatisch geregelde referenties uitstekende eigenschappen hebben. Dergelijke schakelingen hebben een temperatuurscoëfficiënt van rond de 0,3 ppm/°C, hetgeen wil zeggen dat de uitgangsspanning 0,3 miljoensten delen afwijkt per graad Celsius!
Men moet echter in de praktijk rekening houden met opwarmingsverschijnselen bij het inschakelen van de voedingsspanning. De chip moet immers eerst op de werktemperatuur komen alvorens het IC een betrouwbare spanning genereert. Dat opwarmen gaat echter, zoals de grafiek van figuur 7 bewijst, vrij snel. Bij een omgevingstemperatuur van 25 °C heeft de chip zich binnen de vijf seconden ingesteld op de werktemperatuur en levert het IC een stabiele en betrouwbare referentiespanning af.
Fig. 7 Het op temperatuur komen van een thermostatisch geregelde referentie verloopt vrij snel.
De thermostatisch geregelde spanningsreferenties nemen tamelijk veel stroom op van de voeding. Er moet immers vermogen in de chip gepompt worden om deze op een constante en vrij hoge temperatuur te houden. Is dit bezwaarlijk, bijvoorbeeld bij batterijgevoede apparatuur, dan kan men de referentie inpakken in een `thermische afscherming' volgens figuur 8. Deze zorgt ervoor dat de chip haar thermische energie veel minder gemakkelijk kan overdragen aan de omgevingslucht. Er is bijgevolg veel minder vermogen nodig om de constante chiptemperatuur te handhaven.
Fig. 8 Een 'thermische afscherming' verkleint het energieverbruik van een thermostatisch geregelde referentie aanzienlijk.
Hoewel het lijkt alsof de thermostatisch geregelde spanningsreferenties de beste papieren hebben, moet men toch niet uit het oog verliezen dat diverse fabrikanten er in geslaagd zijn met name bandgap referenties te ontwikkelen die wat stabiliteit betreft de eigenschappen van de thermostaten vrij dicht benaderen. Met uiteraard als extra voordeel het veel kleiner vermogen dat bandgap referenties nodig hebben om goed te kunnen werken.
Gebruik in de praktijk
Het is onbegonnen werk om de vele bestaande spanningsreferenties stuk voor stuk te beschrijven. Men kan echter deze IC's in een aantal categorieën indelen:
- Typische 'tweepootjes', die in de praktijk behandeld wensen te worden als normale zenerdioden. Dus: in serie met een weerstand over de voedingsspanning aansluiten, de referentiespanning op het knooppunt van beide onderdelen aftakken. Het basisschema van een dergelijke referentie is getekend in figuur 9.
- 'Driepootjes', die rechtstreeks tussen de voedingsspanning en de massa verbonden worden en die op een derde pen hun referentiespanning aanbieden. Een typische vertegenwoordiger van deze klasse is getekend in figuur 10.
- 'Driepootjes', die in serie met een weerstand tussen de massa en de voeding zijn geschakeld, maar die een derde ingang hebben waarmee men de uitgangsspanning binnen bepaalde grenzen kan instellen. In figuur 11 is als representant van deze IC's het standaard schema rond de LM 136-5.0 getekend.
- De thermostatisch geregelde 'vierpootjes', die een speciale plaats innemen en ook als dusdanig beschreven moeten worden. Figuur 12 toont een toepassingsvoorbeeld van deze IC's.
- Tot slot alles wat niet in een van de vier standaardcategorieën valt onder te brengen. Te denken valt daarbij aan spanningsreferenties die programmeerpennen hebben, die meer dan een uitgangsspanning afleveren, die symmetrische uitgangen hebben en die over extra aansluitingen voor het instellen van de interne versterker beschikken. Helaas is op dit gebied weinig gestandaardiseerd!
Fig. 9 Algemeen toepassingsvoorbeeld van een 'tweepoot'.
Fig. 10 De 'driepootjes' worden zelf tussen voeding en massa aangesloten en leveren op een derde pen de uitgangsspanning.
Fig. 11 Deze 'driepootjes' kunnen met een extra TRIM-ingang precies afgeregeld worden.
Fig. 12 Standaard voorbeeldschema voor het gebruik van thermostatisch geregelde referenties.
J.E.E. Verstraten.