Rund um das Oszillator-Phasenrauschen 2
Merkmale und Realisierung rauscharmer Oszillatoren
3. Oszillator-Merkmale
Quellen des Oszillatorrauschens sind die HF-Verlustwiderstände der Schwingschaltung, der Schwingtransistor und gegebenenfalls assoziierte Halbleiter. Spezifisch unzulängliche Passiv-Bauteile, insbesondere bestimmte Keramik-Kondensatoren und Ferritkern-Spulen, können Sekundär-Rauschquellen bilden.
Für den Breitband-Rauschflur - auch weißes (uniformes) Rauschen genannt - sind alle angeführten Fakten relevant. Daneben ist das Rauschen der Oszillator-Folgeschaltung zu berücksichtigen. Rauscht sie beispielsweise effektiv mit FV = 15 dB, so mißt ihre Rauschflurleistung PV = PT+FV = (-174) + 15 = -159 dBm/Hz; mit PT als thermischem Basisrauschen von -174 dBm/Hz bei 290 K = 17°C Arbeitstemperatur.
Bild 3-1: Typisches Oszillatorsignal (fC) mit Phasenrauschen innerhalb des Offsets ΔfRF sowie dein Breitband-Rauschflur
Der Breitband-Rauschflur des Oszillatorsignals beginnt mit Annäherung an fc aufzubrechen, um als Phasenrauschen unter Zunahme seiner Leistungsdichte (NN) der fC zuzustreben. Bild 1 macht das deutlich. Der Aufbruch-Offset beträgt
Gl. 3-1
mit Q als Betriebsgüte des OszillatorSchwingkreises in der Schaltung bei offenem Mitkopplungspfad (ohne Oszillation). Für angenommen 10 MHz mißt Q bei Quarz- oder L/C-Steuerung erfahrungsgemäß etwa 50.000 respektive 300 entsprechend ΔfRF um 100 Hz beziehungsweise 17 kHz. Mit zunehmender Frequenz sind Qualitätseinbußen hinzunehmen. Der NN-Zuwachs/£SSB-Verlust beträgt 20 bis 30 dB je Dekade fC-Annäherung. In Bild 2 ist exemplarisch der für Δf ≥ 0,02 Hz gemessene £SSB-Parameter eines 10-MHz-Quarzoszillators vorgestellt.
Bild 3-2: Gemessener Phasenrauschabstand des Signals eines hochqualitativen Oszillators. Bei den Spitzen im Δf 60 bis 1000 Hz handelt es sich um (praktisch kaum vermeidbare) Netzeinstreuungen; oberhalb Δf 100 kHz sind Quarz-Nebenwellen zu sehen.
Für das fC-nahe Phasenrauschen ist neben den Verlustwiderständen des Oszillator-Schwingkreises insbesondere das niederfrequente sogenannte 1/f-Rauschen des Schwingtransistors verantwortlich, zu einem gewissen Grade aber auch die 1/f-Komponente weiterer Oszillator-Halbleiter einschließlich Ab-stimm- und Schaltdioden. Das 1 /f-Rausehen nimmt umgekehrt proportional zur Frequenz mit etwa 10 dB/Dekade zu. Der 1/f-Knickpunkt ist bei typischen NF-Transistoren um 300 bis 3000 Hz am weitesten unten im Frequenzspektrum angesiedelt, während er sich bei Standard-HF und Mikrowellen-Elementen teils weitaus höher um bis zu etwa 100 kHz befindet; vor allem bei schon etwas älteren Entwicklungen. Vergleichbares gilt für Sperrschicht-FETs, während MOS-FETs allgemein sehr ungünstige l/f-Eigenschaften aufweisen. Leider geben Datenblätter nur selten darüber Auskunft.
Anbetracht optimaler Oszillator-Eigenschaften sollte die Transitfrequenz f, des Schwingtransistors nach einer Daumenregel mindestens das Zehnfache der fC betragen. Besser ist es, aufgrund typischer Transistor-Charakteristika, näherungsweise wie folgt zu formulieren:
Gl. 3-2
mit ßo als Transistor-Stromverstärkung für 1 kHz im Arbeitspunkt in Emitterschaltung. Anstelle dieser für bipolare Elemente ausgelegten Gleichung 2 kann man für S-FETs näherungsweise schreiben
Gl. 3-3
mit fy21s als Grenzfrequenz der Vorwärtssteilheit y21s (70% des Wertes für 1 kHz) im Arbeitspunkt in Sourceschaltung. Diese Definitionen berücksichtigen sowohl die technologisch bedingten β0-Unterschiede bipolarer Elemente als auch den Phasenwinkel der Vorwärtssteilheit. Die Beträge fT, β0. und y21s können den Datenblättern entnommen werden.
Bild 3-3: Typische Charakteristika des Phasenrauschens; sie sind an Text erläutert
In Bild 3-3 sind typische Charakteristika des Phasenrauschens vorgestellt. Für den im Teilbild links angeführten, nur theoretisch möglichen Fall fehlenden 1/f-Rauschens folgt der £SSB(f) dem Frquenzgang des von seinen Verlustwiderständen geprägten Oszillator-fC-Kreises, dessen Flankensteilheit 1/f2 ≡ 20 dB/Dekade mißt. Das mittlere Teilbild macht das Esse(f) deutlich für den Fall, daß der Einsatzpunkt des 1/f-Rauschens niederfrequenter angesiedelt ist, als der vom fC-Kreis bestimmte Aufbruch des weißen Rauschens; diese Situation findet sich zumeist bei L/C-Oszillatoren mit kreisgüteabhängig großen ΔfRF. Hier mündet das Phasenrauschen über zunächst 20 dB/Dekade in eine Steilheit von 1/f3 ≡ 30 dB/Dekade ein. Schließlich im Teilbild rechts der Fall des spektralen 1/f-Rauschaufbruchs oberhalb der fC-Charakteristik; diese Situation herrscht insbesondere bei Quarzoszillatoren. Hier führt der Verlauf des Phasenrauschens letzthin ebenfalls zu 30 dB/Dekade Steilheit; aber der Anfangsabschnitt, in dem einzig das 1/f-Rauschen wirksam ist, mißt 10 dB/Dekade, allerdings praktisch mit indifferenten Ergebnissen von 10 bis 20 dB.
Thematisch abschließend sei vermerkt, daß Oszillatoren für optimale KurzzeitFrequenzstabilität, also geringes Phasenrauschen, mit möglichst großer Schwingamplitude betrieben werden sollten, im Gegensatz zu langzeitstabilen Anordnungen. Große Amplituden in Verbindung mit fc-Schwingkreisen höchstmöglicher Betriebsgüte sind VorKennwerte und Gehäuse siehe Datenblatter der Hersteller aussetzung für à priori hohe £SSB, die sich im Zuge der - analogen oder/und digitalen - Oszillator-Folgeschaltungen zumindest hinsichtlich des Breitband-Rauschflurs nur verschlechtern können und werden. Das trifft für L/C- und Quarz-gesteuerte, für freischwingende und PLL-kontrollierte Oszillatoren gleichermaßen zu. Letztere erlauben zwar über ihre Regelschleife gewisse £SSB-Optimierungen bis nahezu auf die gewöhnlich weitaus höhere Qualität ihres quarzgesteuerten Referenzsignals, jedoch nur im h-Nahbereich, d.h. bei Δf von höchstens einigen wenigen kHz, sowie bis zu £SSB von äußerstenfalls etwa -120 dBc/Hz. Die angesprochenen hohen Schwingamplituden - mehr als 50 VSS am Kreishochpunkt sind anzutreffen - können allerdings Probleme bei der elektronischen Frequenzabstimmung mittels C-Dioden oder/und magnetisch gesteuerter Induktivitäten aufwerfen und zu betrüblichen Kompromissen zwingen.
In den Tabel 1 und 2 sind einige bewährte Oszillator-Transistoren beziehungsweise Schottky-Dioden aufgelistet; letztere haben für Amplituden-Begrenzer und elektronische Frequenzumschaltungen erhebliche Verbreitung gefunden.
| NF fT 100...300 MHz | Stand.-HF fT 0,5...2 GHz | Mikrowel. fT 3...12 GHz | S-FET, HF fy21s >0.5 GHz |
|---|---|---|---|
| BC 546 | BF 579 | BFG 65 | BF 265 C |
| BC 547 | BF 606 A | BFG 91 A | BF 410 D |
| BC 550 | BF 660 | BFP 91 A | BF 513 |
| BC 556 | BF 689K | BFQ 22 S | J 300 |
| BC 557 | BF 763 | BFQ33 | J 308 |
| BC 560 | BF 939 | BFQ68 | J 309 |
| BC 850 | BF 967 | BFR 34 A | J 310 |
| BC 856 | BF 968 | BFR 35 A | MPF 112 |
| BC 857 | BF 970 | BFR 91 A | P 8002 |
| BC 860 | BF 979 S | BFT 66 | SST 308 |
| BCY 66 | 2 N 5179 | BFT 97 | SST 309 |
| BCY 67 | 2 N 5943 | HXTR-3645 | SST 310 |
| BCY 70 | 2 N 6304 | HXTR-4101 | U 308 |
| 2 N 3904 | 2 N 6305 | HXTR-6102 | U 309 |
| 2 N 3906 | HXTR-6103 | U 310 | |
| 2 N 3963 | HXTR-6104 | U 430 | |
| HXTR-7111 | U 431 | ||
| MRF 904 | U 443 | ||
| MRF 905 | U 444 | ||
| MRF 911 | |||
| MRF 912 | |||
| MRF 914 | |||
| 2 N 6618 | |||
| 2 N 6619 | |||
| 2 N 6620 | |||
| 2 N 6742 | |||
| 2 N 6743 |
Tabel 1: Eine Auswahl bewährter Transistoren mit relativ geringem 1/f-Rauschen für Oszillator-Anwendungen. Man informiere sich auch anhand aktueller Finnen-Offerten
| Typ | Schwelle V | Durchbr. V | Kapazit. pF |
|---|---|---|---|
| 5082-2301 | 0,4 | 30 | 1,0 |
| 5082-2302 | 0,4 | 30 | 1,0 |
| 5082-2303 | 0,4 | 20 | 1,0 |
| 5082-2305 | 0,4 | 30 | 1,0 |
| 5082-2350 | 0,4 | 30 | 0,9 |
| 5082-2400 | 0,4 | 30 | 0,7 |
| 5082-2520 | 0,4 | 4 | 0,7 |
| 5082-2565 | 0,4 | 4 | 0,7 |
| 5082-2817 | 0,4 | 15 | 1,0 |
| Gehäuse durchweg DO-35 (Glas) | |||
Tabel 2: Eine Auswahl bewährter Schottky-Dioden mit relativ geringem 1/f-Rauschen für Begrenzer- und Schalter-Anwendungen.
4. Oszillator-Schaltungstechnik
Bei der Transistorwahl stehen die Gleichung 3-2 beziehungsweise 3-3 im Vordergrund; für Oszillatoren relativ großer Frequenz-Durchstimmbreite empfehlen sich zusätzliche fT-respektive y21,-Reserven. Das Rauschmaß F der l lalbleiter sollte so gering wie verfügbar gehalten werden, mit dem Knickpunkt des 1/f-Rauschens weit unten im Spek-!rum. Bei komplementär angebotenen Bipolar-Elementen kann die PNP-Komponente vorteilhaftere Rauscheigenschaften aufweisen als ihr NPN-Pendant. Verschiedene Hersteller offerieren spezielle Oszillator-Transistoren, die jedoch bezüglich ihres 1/f-Rauschens nur zum Teil höheren Ansprüchen genügen.
Quarzoszillatoren sind mit Schwingern hoher Güte und spektraler Reinheit zu 'bestücken; der Hersteller sollte auf die verlangt hohe Kurzzeit-Frequenzstabilität hingewiesen werden. Schaltungen mit Odem Quarz in Serienresonanz weisen im allgemeinen etwas günstigere Ergebnisse auf als Anordnungen für Parallelresonanz. Es lassen sich effektive Betriebsgüten der Schwinger von maximal rund 50% ihrer Leerlaufgüten (nach Datenblatt) realisieren.
Vergleichbares gilt für L/C-Kreise. Bis zu ca. 200 MHz bewähren sich konventionelle Körper-Wickelspulen in Verbindung mit hochqualitativen Kondensatoren. Oberhalb etwa 10 MHz sollten einzig Kammer-Leichtbauweisen mit weitgehend zwischen Stützpunkten freitragend (!) plazierten Miniatur-Bauteilen verwendet werden; Platinen-Realisationen führen erfahrungsgemäß zumeist zu nur zweitklassigen Ergebnissen. Signale im Spektrum von etwa 200 MHz an aufwärts generiert man gewöhnlich mittels Stripline-, Helix-, Koaxial- oder auch Oberflächenwellen-Resonatoren. Die frequenzspezifischen übergänge sind fließend und zumeist vom konkret verfügbaren Raum beeinflußt.
Der verbreiteten Meinung, den Kreisguten PLL-kontrollierter Oszillatoren falle aufgrund der Frequenzregelung nur geringe Bedeutung zu, ist zu widersprechen. Bild 3-3 und die assoziierten Testpassagen begründen dies. Zudem wirkt das mit den ständigen Frequenzkorrekturen einhergehende Umladen des PLLSchleifentiefpasses verstärkend auf die Leistungsdichte der Rauschseitenbänder ein, insbesondere für Offsets oberhalb der Filter-Durchtrittsfrequenz. Schließlich sind zusätzliche Modulationen des Oszillatorsignals durch Signale des Phasendetektors zu befürchten, mit dem Risiko vermeidbarer Nebenempfangs- und Pfeifstellen, also Schmälerungen der Empfänger-Dynamik.
Bild 4-1.
In Bild 4-1 ist die Schaltung eines auf hohe Rauscharmut optimierten zweistufigen Quarzoszillators vorgestellt. Diese seit langem in zahlreichen Referenzgeneratoren bewährte Anordnung arbeitet mit AT-Grundwellenquarzen (≈ 1 bis 30 MHz) in Serienresonanz. Sie gibt über ihren entsprechend bemessenen Kreis LK/CK die 3. oder 5. Quarzharmonische ab; die Quarzgrundwelle tritt nicht auf.
Mittels der Induktivität L0 wird die statische Quarzkapazität C0 kompensiert. Die Blindwiderstände (X) dieser beiden Elemente müssen bezüglich der Quarz-Grundwelle übereinstimmen. Es ergeben sich
Gl 4-1
mit C0 gemäß Quarz-Datenblatt. L0 ist kaum kritisch, so daß C0 näherungsweise eingesetzt werden kann mit ≈ 2,5×10-12 F für Subminiatur-Schwinger (2,5 pF; Gehäuse z.B. HC-35/U, HC-45/U) und 6 × 10-12 F für Miniatur-Elemente (6 pF; z.B. HC-49/U, HC-50/U).
Der Transistor Tl arbeitet mit etwa 4,7 mA Kollektorstrom (k) im A-Betrieb, während der entkoppelnde T2 mit seinem deutlich geringeren IC um 0,8 mA als Begrenzer der Schwingamplitude wirkt und den Quarz-assoziierten Tl vor £SSB-mindernden Effekten schützt. Das Windungszahl-Verhältnis des LK-Spulenanzapfs für die Mitkopplung zur Basis des T1 beträgt etwa 1:25 und ist für den konkreten Anwendungsfall zu erproben. Die Blindwiderstände des Kreises LK/CK sollten 200 bis 300 Ohm, der des Auskoppelglieds Ca etwa 150 Ohm betragen, jeweils bezogen auf die gewünschte Quarzoberwelle = fC.
Als wirksame Maßnahme zur Rauschoptimierung hat sich die Gegenkopplung erwiesen. Sie erfolgt hier mittels des inhärenten Quarz-Serienverlustwiderstandes (RS). Er nimmt umgekehrt proportional zur Frequenz ab und mißt etwa 150 bis 25 Ohm für AT-Grundwellenquarze; im Gegensatz dazu wächst er bei Oberwellenschwingern gewöhnlich mit der Frequenz (≈ 20 bis 200 MHz) in vergleichbarer Betragsspanne an. Da die Gegenkopplung mit dem Betrag des R, zunimmt, fällt der realisationsfähige £SSB um so besser aus, je größer RS bei zugleich hoher Quarzgüte ist. Hierin liegt die auf den ersten Blick vielleicht etwas ungewöhnlich anmutende frequenzspezifische Bemessung der Schaltung Bild 4-1 begründet.
Eric T. Red