Transverter voor 70 cm 1
Zenden op 70 cm met 2 m-apparatuur
De 70 cm-band is voor veel zendamateurs nog een onontgonnen gebied. Hoewel er in de handel langzamerhand wat meer keuze in 70 cm-apparatuur is gekomen, blijft zelfbouw de belangrijkste mogelijkheid om op 70 cm aktiviteit te ontplooien.
In dit artikel de teoretische achtergronden van een 70 cm transverter en de beschrijving van een uitvoerig getest transverterontwerp voor zelfbouw. De nabouw van het ontwerp wordt aanzienlijk vereenvoudigd doordat vrijwel alle strip-lines als printspoor zijn uitgevoerd.
Een zendamateur die van meerdere banden in het VHF/UHF-gebied gebruik wil maken, heeft de keuze tussen het kopen van komplete tranceivers voor iedere band en het kopen van een enkele tranceiver - bijvoorbeeld voor 2 meter - en het ervoor en erachter plaatsen van omzetters (konverters). Zeker wanneer de omzetters zelf worden gebouwd, is deze laatste oplossing aanmerkelijk goedkoper en verdient dus de voorkeur. De transverter die in dit artikel wordt beschreven, zet de 2-meterband (144-146 MHz) om naar de 70 cm-band (432-434 MHz). Dit is het belangrijkste stuk is van de totale band die zendamateurs in dit frekwentiegebied tot hun beschikking hebben. Belangrijk omdat in dit bandgedeelte zowel telegrafie als telefonie worden bedreven.
De 70 cm-band is vergeleken met de 2-meterband een verademing. De noodzaak zelf iets te moeten bouwen om "op" UHF aktief te kunnen zijn, werkt als een (technische) zeef. De band is lang niet zo overvol als bijvoorbeeld de 2 meter en men kan rekenen op een zeker enthousiasme van zijn tegenstations. De bereidheid tot helpen is zeer groot en dat laatste is van belang bij de afregeling van het ontvangstgedeelte van de transverter. De 70 cm-band neemt een belangrijke plaats in bij het amateur-satellietverkeer. Zowel de kommunikatie via OSCAR 7 als OSCAR 8 verloopt voor een deel over deze band. OSCAR 7 begint weliswaar ouderdomsverschijnselen te vertonen, maar wanneer deze satelliet het definief opgeeft zal waarschijnlijk al een vervanger gelanceerd zijn. Bovendien is het de bedoeling dat er enkele geostationaire satellieten voor amateurgebruik komen. Ook die gaan van de 70 cm-band gebruik maken. Zulke satellieten staan (net als de binnenkort te verwachten TV-satellieten) stil ten opzichte van de aarde en bestrijken dus een vast gedeelte van het aardoppervlak. Het voordeel van de geostationaire satelliet ten opzichte van de bestaande amateur-kunstmanen is dat er op ieder moment van de dag of de nacht een verbinding mee kan worden gemaakt tussen bijvoorbeeld Europa en Noord-Amerika (mits hij natuurlijk ergens boven de Atlantische Oceaan wordt "gehangen"). Gezien de genoemde gebruiksmogelijkheden van de 70 cm-band mag gerust worden gesteld dat deze band de volle aandacht van de amateur/zelfbouwer verdient.
Tripler
De eerste schreden op de 70 cm-band worden meestal gezet met behulp van een zg. tripler-schakeling. Een tripler verdrievoudigt (zoals het woord al zegt) de frekwentie van het ingangssignaal. Nu is de 70 cm-band (althans het telefonie-gedeelte) het drievoudige van de 144- tot 146 MHz-band. Dus is een tripler een eenvoudige manier om op 432 tot 438 MHz een signaal te maken uitgaande van een bestaande 2-meter tranceiver. De tripler heeft echter een aantal nadelen. Ten eerste is de tripler alleen bruikbaar aan de zendzijde, er is dus altijd nog een aparte konverter nodig om ook ontvangst mogelijk te maken. Ten tweede is de tripler alleen toepasbaar bij FM- of CW-(draaggolftelegrafie)signalen en heeft hij daarbij ook nog eens een zeer laag rendement (ongeveer 30%). Dus als er 10 watt wordt ingestopt, levert de tripler slechts een watt of drie. Nu kan 3 watt in de 70 cm-band al een zeer bruikbaar vermogen zijn, maar de beperking ten aanzien van de modulatiekeuze maakt de tripler al gauw minder interessant.
Om amplitude (AM-)gemoduleerde signalen (hieronder valt ook EZB = enkelzijband-modulatie) te kunnen uitzenden is een lineair gedrag van de zender noodzakelijk. De tripler kan dit slechts in een zeer klein gebied, zodat amplitude gemoduleerde signalen zeer sterk worden vervormd. Door een meer verfijnde metode toe te passen kan wel een onvervormd signaal worden verkregen.
Transverters
Hierbij wordt gebruik gemaakt van de mogelijkheid om met het beschikbare 2 m-zendsignaal en 70 cm-ontvangsignaal een andere frekwentie te mengen om het gewenste eindprodukt te verkrijgen.
In ieder "mengproces" wordt een signaal vermenigvuldigd met een ander signaal. De uitkomst van dit "mengen" is het ontstaan van somfrekwenties en verschilfrekwenties. Soms blijven daarnaast de originele frekwenties in het uitgangssignaal van de menger aanwezig. Filters zorgen ervoor dat tenslotte slechts een van de gewenste mengprodukten (som- Of verschilfrekwentie) de antenne bereikt.
In figuur 1 tonen we het principe van de transverter. Naar de antenne toe wordt het signaal omgezet van frekwentie fl in frekwentie f2. Naar de ontvanger toe wordt juist f2 naar fl getransformeerd. Het gemakkelijkst zou het natuurlijk zijn wanneer de zendkonverter tevens als ontvangstkonverter dienst kon doen. Dat kan in de praktijk niet, maar wel is een gemeenschappelijk deel aan te wijzen wanneer men uitgaat van een enkele mengfrekwentie, in dit geval 288 MHz.
Figuur 1. Blokschema met een transceiver en een transverter. Een signaal met frekwentie fl wordt omgezet in een signaal met frekwentie f2 of omgekeerd.
Het gemeenschappelijke deel bestaat dan uiteraard uit de 288 MHz-oscillator. In figuur 2 is het blokschema te zien van zo'n type transverter. Tijdens het zenden wordt 288 MHz bij de zendfrekwentie (144... 146 MHz) opgeteld; de somfrekwentie uit figuur 1 wordt dus uitgezonden. In de stand ontvangen wordt juist de verschilfrekwentie aan de 2 m-ontvanger toegevoerd. De 288 MHz wordt van het 432 ... 434 MHz-ontvangstsignaal afgetrokken zodat 144.. .. 146 MHz overblijft.
Figuur 2. De meest eenvoudige transverter mengt 288 MHz bij 144 MHz (bij zenden) of bij 432 MHz (in geval van ontvangst).
In theorie werkt dit systeem uitstekend en het zou dan ook onzin zijn voor een ander systeem te kiezen, ware het niet dat het in de praktijk de nodige problemen oplevert. Ten gevolge van niet-lineairiteiten worden namelijk niet alleen de genoemde frekwenties geproduceerd, maar ontstaan ook een aantal minder wenselijke bijprodukten. Foto 1 toont het spektrum van het uitgangssignaal van een transverter volgens het principe van figuur 2. De ingangsfrekwentie bedraagt hier 144,5 MHz, maar doordat met 287,5 i.p.v. 288 MHz is gemengd, verschijnt het uitgangsprodukt precies op 432 MHz. Vrijwel hetzelfde plaatje wordt verkregen bij een ingangsfrekwentie 144,75 MHz en een mengfrekwentie van 288 MHz (reken maar na).
Foto 1. Het frekwentie-spektrum van de eenvoudige transverter volgens figuur 2. Schaalverdeling: vert.: 10 dBm/div., hor.: 2 MHz/div. De bovenkant van het beeld komt overeen met +20 dBm (= 100 mW).
De oorzaak van de op de foto zichtbare ongewenste mengprodukten zijn de harmonischen van het 287,5 MHz-signaal en de derde harmonische van het 2-meteringangssignaal. Wanneer de verschilfrekwentie van deze signalen kleiner wordt, wordt ook de afstand tussen de meng-produkten kleiner. Dit houdt in dat men bij gebruik van dit type transverter in het ongunstigste geval op zo'n tien verschillende plaatsen van de 70 cm-band te horen is! Nu is dat nog niet het ergste, maar zoals de foto laat zien kunnen de mengprodukten ook net buiten de toegelaten 70 cm-band vallen. De buiten de band vallende mengprodukten zijn met filteren en dankzij de selektiviteit van de achter te schakelen lineaire versterker nog wat te verzwakken, maar het is duidelijk dat van dit type transverter niet veel goeds kan worden verwacht. Het ontstaan van de extra frekwenties maakt het nodig voor een ander systeem te kiezen. Zo bestaat er een metode waarbij het genoemde euvel niet merkbaar optreedt. Het principe ervan is getekend in figuur 3.
Figuur 3. Blokschema van een transverter met de 10-meter-band als middenfrekwentie voor het zendgedeelte. De ontvanger mengt met de verschilfrekwentie van 404 MHz en 116 MHz (= 288 MHz) direkt naar de 2-meter-band.
Het uitgangssignaal van de zender wordt bij deze metode eerst naar een lagere frekwentie getransformeerd, n.l. naar de 10-meter-amateurband en pas dan naar de gewenste frekwentie, naar de 70 cm-band dus. Voor het ontvangen signaal is het natuurlijk niet nodig om eerst naar de 10 m-band te mengen. Van een slechte ontvanger heeft in de eerste plaats alleen de luisteraar last, de amateurband wordt er niet mee bevuild, maar bovendien treden de genoemde problemen bij ontvangen niet op. Een ontvangstkonverter met een mengfrekwentie van 288 MHz, levert een heel aanvaardbare kwaliteit. In de praktijk wordt het uitgangssignaal van de 2 mtranceiver gemengd met een oscillator-signaal van 116 MHz. De verschilfrekwentie 20 ... 30 MHz (10 co-band) wordt vervolgens gemengd met 404 MHz. Er ontstaat dan een somfrekwentie van 432 ... 434 MHz. De verschilfrekwentie van beide oscillatoren (404-116) bedraagt 288 MHz waarmee dus een voor de ontvangstkonverter bruikbare middenfrekwentie beschikbaar is.
Toch heeft ook dit systeem enkele nadelen. De 15de harmonischen van de 10-meter-band bestrijken om te beginnen het gebied 420 ... 450 MHz en daarin ligt de 70 cm-band. Bovendien is het bij dit systeem nogal moeilijk om een goede spiegelonderdrukking te verkrijgen. De spiegelfrekwenties beslaan voor de omzetting 28 MHz naar 432 MHz het gebied 374 ... 376 MHz, dus op nauwelijkt 56 MHz van het uitgangssignaal. Dit houdt in dat een vrij steil filter nodig is. Een voordeel is dat het voor de ontvangst van de 10 m-band benodigde kristal nu voorhanden is, zodat ook die band kan worden ontvangen.
Wanneer voor het gebruik van een extra mengfrekwentie gekozen wordt, is natuurlijk het gebruik van een andere "middenfrekwentie" mogelijk, bijvoorbeeld hoger dan 30 MHz. Het systeem van figuur 4 is een voorbeeld van een transverter met een "hoge middenfrekwentie". Er wordt namelijk gebruik gemaakt van een oscillatorfrekwentie van 96 MHz. Deze frekwentie wordt verdubbeld (192 MHz) en dan gemengd met het 2 m-signaal. Er ontstaat dan een middenfrekwentie van 336 MHz tot 338 MHz. Door daar weer 96 MHz bij op te tellen ontstaat dan het uiteindelijke 70 cm-signaal. Voor ontvangst kan het 96 MHz-signaal verdrievoudigd worden, zodat weer de middenfrekwentie van 288 MHz ontstaat die al vaker bruikbaar is gebleken.
Door het twee maal mengen is de kans op problemen met de derde harmonische van het 2-meter-signaal aanzienlijk kleiner dan bij direkt mengen met 288 MHz. Bij het systeem volgens figuur 4 schuilt echter een ander addertje onder het gras. Een klein rekensommetje leert dat de derde harmonische van 192 MHz gemengd met 144... 146 MHz een verschilfrekwentie levert van 432 ... 430 MHz. Met een andere kristalfrekwentie kan ook dit laatste probleem worden omzeild. De keuze valt daarbij op 57,6 MHz, omdat de vijfde harmonische van deze frekwentie weer de 288 MHz oplevert die voor de ontvangstkonverter nodig is.
Figuur 4. Blokschema van een transverter met een middenfrekwentie van 336-338 MHz. De ontvanger mengt ook hier direkt naar de 2-meter-band.
Figuur 5 toont het aangepaste blokschema. De opzet is met uitzondering van de frekwenties gelijk aan figuur 4. De vierde harmonische van de kristaloscillator (230,4 MHz) gemengd met het 2 m-signaal levert een middenfrekwentie van 374,4... 376,4 MHz op. Door daar dan weer 57,6 MHz bij te mengen ontstaat het gewenste 70 cm-signaal. Hoewel er op het eerste gezicht geen verband bestaat tussen de kristaloscillatoren uit de figuren 4 en 5 is dat er wel. Voor kristaloscillatoren wordt op deze hoge frekwenties meestal gebruik gemaakt van overtone-kristallen waarvan de grondtoon beneden de 20 MHz ligt. Kristallen voor 57,6 en 96 MHz zullen over het algemeen dezelfde grondtoon hebben, namelijk 19,2 MHz. Een 96 MHz overtone-kristal (= 5 x 19,2 MHz) zal dus vrijwel zeker even goed oscilleren op 57,6 (= 3 x 19,2 MHz). De hierna beschreven transverter werkt volgens het in figuur 5 gegeven blokschema.
Figuur 5. Het blokschema van de in dit artikel beschreven transverter. De (zend-)middenfrekwentie loopt van 374,4 tot 376,4 MHz.
Ook transverters van dit type produceren ongewenste mengprodukten, die binnen de 70 cm-band vallen en dus niet weggefilterd kunnen worden.
Door gebruik te maken van goed ingestelde mengtrappen (mixers) kunnen stoorsignalen op meer dan 60 dB afstand (verzwakt) t.o.v. het gewenste signaal worden gehouden. Deze eis wordt reeds ruimschoots gehaald bij een signaalnivo van +20 dBm (= 100 mW). De PTT eist -60 dB bij zenders tot 10W en maximaal 10 microwatt per ongewenste komponent bij zendvermogens hoger dan 10 W. Om enig vermogen te kunnen bereiken moet achter de transverter nog een lineaire eindtrap worden geschakeld, die buiten de 70 cm-band de onderdrukking van ongewenste produkten nog aanzienlijk kan verbeteren. De keuze van de middenfrekwentie en het ontwerp van de schakeling maken een spektrale zuiverheid mogelijk die weliswaar zonder spektrumanalyzer niet te meten is, doch wel te realiseren. De afregeling gebeurt daarbij door een aantal meetpunten af te regelen op maximale meteruitslag. Afregelen op een minimum aan ongewenste komponenten is met amateurmiddelen niet of nauwelijks te doen. Maar met de in het tweede deel van dit artikel (volgende maand) gegeven afregelprocedure wordt een optimaal eindresultaat vrijwel vanzelf bereikt.
Foto 2 toont het frekwentiespektrum van de in dit artikel beschreven transverter. Duidelijk is het grote verschil met het spektrum van foto 1.
Foto 2. Het frekwentiespektrum van de in dit artikel beschreven transverter, gemeten over hetzelfde frekwentiegebied als bij foto 1. De gehele band is "schoon" en de onderdrukking van ongewenste komponenten bedraagt nu 64 dB of meer.
Kristaloscillator
De kristaloscillator (zie figuur 6) levert met de daaromheen gegroepeerde schakelingen de signalen, om bij ontvangen de 70 cm-band (althans het gedeelte 432 ... 434 MHz) naar de 2 co-band (144 ... 146 MHz) over te zetten en omgekeerd het 2-meter-zendsignaal om te zetten in een signaal op 70 cm. Het kristal is aangesloten op de basis van T1 en het knooppunt van C1 en C3, een zogenaamde kapacitieve deler. De kollektorkring (L1, C3 en C1) staat afgestemd op 57,6 MHz, zodat het kristal op de derde harmonische van 19,2 MHz (= 57,6 MHz) zal oscilleren. Dit laatste geldt ook voor het merendeel van de kristallen die bedoeld zijn voor 96 MHz (5-de harmonische).
Figuur 6. De schakeling van de kristaloscillator met de vermenigvuldigers.
Om de invloed van de voedingsspanningsvariaties zo klein mogelijk te houden is een stabilisator-IC (IC1) toegepast. Via C6, C19 en C22 worden respektievelijk T2, T4 en T5 van signaal voorzien.
Tijdens ontvangen gebeurt de konversie in een stap. Hiervoor wordt een 288 MHz-signaal opgewekt. T5 vermenigvuldigt daartoe het kristaloscillator-signaal met vijf. Omdat het aandeel van de 5-de harmonische aan de kollektor van T5 betrekkelijk klein is, volgt na de twee induktief gekoppelde kringen (L9 en L10) nog een extra versterkertrap. De gebruikte transistoren zijn van het type BFY90. Deze versterken op 288 MHz dermate goed dat er uiteindelijk aan de uitgang (L12) een vermogen van 5 tot 10 mW beschikbaar is. Een gedeelte van dit vermogen kan eventueel gebruikt worden als stuurtrap van een vermenigvuldigertrein (4 x) die uiteindelijk een signaal op 1152 MHz levert, waarmee de basis wordt gelegd voor een transverter voor de 23 cm-band (1296... 1298 MHz).
De plaats van de "tap" op L12 wordt bepaald door de toepassing. Als de uitgang met meerdere schakelingen wordt verbonden kan de tap meer naar de aardkant worden gemaakt. Als alleen de ontvangmixer is aangesloten, komt de tap op het midden van de spoel. De kring is dan tamelijk zwaar belast, maar hierdoor wordt het risico dat de schakeling gaat oscilleren een stuk kleiner.
Mocht de schakeling desondanks nog oscilleerneigingen vertonen dan kunnen die onderdrukt worden door in serie met C24 en/of C29 een weerstandje op te nemen. Een waarde van 100 Ω is meestal voldoende, maar een kleinere waarde is aan te bevelen om zo veel mogelijk uitgangsvermogen over te houden. Overigens bleek deze maatregel bij geen van de drie opgebouwde prototypen noodzakelijk.
De zender maakt gebruik van twee omzettingen. 144 MHz wordt eerst gemengd met 230,4 MHz (= 4 × 57,6 MHz) naar 374,4 MHz en vervolgens naar 432 MHz door nog eens 57,6 MHz bij te mengen. Uiteraard is de som van de mengfrekwenties weer 288 MHz.
Het 230,4 MHz-signaal ontstaat door eerst met T2 te verdubbelen. Aan de kollektor van T2 ligt een kritisch (via C11) gekoppeld bandfilter, afgestemd op 115,2 MHz (de dubbele frekwentie van het oscillatorsignaal). Vervolgens vermenigvuldigt T3 nogmaals met een faktor 2 en aan de uitgang van het bandfilter L4, L5, C15, C16 staat dan ook het gewenste 230,4 MHz-signaal.
Het eveneens in het zendgedeelte gebruikte 57,6 MHz-signaal wordt niet direkt van de kristaloscillator afgenomen, maar eerst door T4 versterkt en gefilterd. Door de koppelwindingen (L7) kan het hier beschikbare vermogen (ongeveer 10 mW) laagohmig verder worden geleid.
Ontvangstkonverter
Om een transverter ten volle te kunnen benutten, dient het ontvangstgedeelte aan een aantal eisen te voldoen:
- Een laag ruisgetal.
- Een redelijke doorgangsversterking, d.w.z. zo'n 10 × (20 dB). Meer versterking veroorzaakt alleen maar ellende zoals intermodulatie, vastlopen, toestoppen en andere bij-effekten in de achterzetontvanger. Bij te weinig versterking zal echter de invloed van de achterzetontvanger op het totale ruis-getal te groot worden.
- Een goede spiegelondrukking. Deze wordt uitsluitend bepaald door de selektiviteit van de filters op de ontvangstfrekwentie. Voor minimale overlast van signalen op de spiegelfrekwenties (2-meter-band!!) moet de demping groter zijn dan 60 dB.
Een laag ruisgetal is de belangrijkste eigenschap van de BFT 66; deze transistor is dan ook toegepast (zie figuur 7). Het pi-filter met C31, C32 en L13 zorgt voor een goede aanpassing van de antenne (50 ... 75 2) aan de ingangsimpedantie van de transistor (T7). Foto 3 geeft een duidelijk beeld van de opbouw van het pi-filter. Hier zijn "tronser-trimmers" toegepast; de print biedt echter ook de mogelijkheid om gewone folietrimmers te monteren. Het door T7 versterkte signaal wordt eerst via L15 en L16, C37 en C38 (strip-linebandfilter) gefilterd voordat het door de MOS-FET T8 verder versterkt wordt. Via de HF-smoorspoel L14 krijgt T7 zijn kollektor(gelijk)-stroom. Hierdoor kon het bandfilter gelijkspanningsloos worden uitgevoerd, wat de filterwerking ten goede komt. MOS-FET T3 is als mixer geschakeld. Het uitgangssignaal wordt met behulp van het bandfilter L18, C44, L19 en C46 van alle ongewenste produkten ontdaan, zodat aan de uitgang alleen het gewenste konversieprodukt op 144... 146 MHz overblijft.
Figuur 7. De ontvangstkonverter. De met strip-lines opgebouwde kringen zorgen voor een uitstekende ingangskwaliteit.
Foto 3. Detailopname van de ontvangstkonverter. De strip-line van het ingangsfilter is de enige die in dit ontwerp zwevend boven de print wordt gemonteerd. De op de foto zichtbare trimmer-instellingen kunnen een hulpmiddel zijn bij de afregeling.
Ten gevolge van de versterking van de konverter zal de aanwijzing van de sterktemeter in de 2 m-transceiver zeker 20 dB te hoog worden. Om dit signaalverschil te kompenseren kan achter het uitgangsbandfilter nog een pi-verzwakkernetwerk worden geschakeld, dat het teveel aan uitgangssignaal gedeeltelijk te niet doet. Het toevoegen van dit netwerk heeft verder nog als voordeel dat de achterzetontvanger een vrijwel optimale belasting aan zijn antenne-ingang ziet.
Ingangs-zendkonverter
De omzetting van het 144... 146 MHz zendsignaal naar een frekwentie van 432... 434 MHz gebeurt met behulp van twee konverters. De eerste konverter mengt naar een middenfrekwentie van 374,4... 376,4 MHz (zie figuur 8). Om te voorkomen dat er aan de be- staande zender geknutseld moet worden is voorzien in een "dummyload" (R33). Deze weerstand zet het grootste gedeelte van het binnenkomende vermogen om in warmte. Bij de gegeven dimensionering mag dat vermogen be- slist niet meer dan 10 W zijn (bij een impedantie van ongeveer 50 Ω).
Figuur 8. De ingangs-zendkonverter met de dummyload. Eventueel kan aan de loper van P3 nog een extra verzwakker worden geplaatst (Ra en Rb), zodat ook bij hoge ingangsvermogens (tot 10 WI een goede regeling van de sturing mogelijk is.
Foto 4 toont de dummyload, die is ondergebracht in een afgescheiden kompartiment om doorstralen van het 2-meter-signaal zoveel mogelijk te voorkomen. Ten einde de staande golf verhouding (SWR) te kunnen optimaliseren, voorziet de print in de mogelijkheid om de dummyload in resonatie te brengen met behulp van een parallel-kring. Met de op de foto zichtbare parallel-spoel (3 windingen) bleek de SWR beter dan 1:1,1. De plaats van deze spoel is echter nogal kritisch. Een spoel direkt aan de BNC-konnektor gesoldeerd, gaf een minder goed resultaat. In beide gevallen was een paralleltrimmer overbodig. Na de dummyload is 10% van het vermogen beschikbaar voor de mixer (T10). Bij een binnenkomend vermogen van 10 W is dit teveel, maar P3 biedt de mogelijkheid het vermogen verder terug te regelen. Ten gevolge van enige doorstraling is het niet mogelijk om de vermogenskraan volledig dicht te draaien. In de praktijk levert P3 een regelbereik van 10 ... 15 dB, afhankelijk van de kwaliteit van de afscherming. Hierover volgt nog meer informatie in het tweede deel onder het hoofdstuk "bouw en afregeling". Een bandfilter bestaande uit L20, C50, L21 en C51 zorgt weer voor de onderdrukking van ongewenste produkten, zodat in ieder geval aan de g2 van T10 een "schoon" signaal wordt aangeboden.
Foto 4. De dummyload in volle glorie. De negen weerstanden zullen bij SSB-bedrijf gemakkelijl 10 W aankunnen. Bij frekwentiemodulatie kan het echter nogal heet onder de deksel worden. De spoel draagt bij tot een goede staande golf verhouding (bij dit prototype ongeveer 1:1,1).
T12 versterkt en filtert het 230,4 MHz-signaal van de oscillatorprint, voordat dit op de eerste gate van T10 wordt aangeboden. De mixer-produkten worden in L22, C56, L23 en C57 gefilterd en het overblijvende signaal op 374,4. . .. 376,4 MHz wordt vervolgens nog eens door T11 selektief versterkt.
Uitgangs-zend konverter
Het 374,4... 376,4 MHz-signaal wordt in het laatste gedeelte van de transverter nog een keer gemengd met een frekwentie van 57,6 MHz. Hier ontstaat dus onder meer 432... 434 MHz. Dit 70 cm-signaal wordt selektief versterkt tot ongeveer 50 mW, voldoende om zonder al te veel problemen eindtrapjes te sturen. Bijvoorbeeld een transistor-eindtrap bestaande uit een C3-12 (10 dB versterking - 0,5W uitgangssignaal), C3-12 en C12-12. Met het 50 mW stuurvermogen kan met deze transistoren een uitgangsvermogen van ongeveer 10W worden bereikt. Wie het minder modern wil aanpakken, kan natuurlijk terugvallen op de over het algemeen gemakkelijker te hanteren elektronenbuis. Voorbeelden zijn o.a. te vinden in het "VHF-UHF-manual" (RSGB) en "The Radio Amateurs VHF Manual" (ARRL).
Figuur 9 toont het schema van de uitgangs-zendkonverter. L26 en C68 vormen de ingangskring op 374,4... 376,4 MHz. De ingangsimpedantie is zo'n 50 Ω, zodat een verbinding tussen deze schakeling en de eerste zendmixer over normale coaxiale kabel kan verlopen of gezien de zeer korte afstand tussen de printen via een gewoon stukje montagedraad (zie deel 2: bouw en afregeling). Het toegevoerde vermogen bedraagt hier ongeveer 1 mW en dit is ruimschoots voldoende. Meer veroorzaakt alleen maar extra veel ongewenste produkten. De mixer met MOS-FET T13 verlangt aan de tweede gate wat meer vermogen. Deze gate (g2) ligt aan de top van een 57,6 MHz-kring. Het op dit punt beschikbare vermogen bedraagt ongeveer 10 mW. Aan de drain van T13 vormt het bandfilter, bestaande uit L28, C75, L29 en C79 het eerste 70 cm gedeelte van de schakeling. T14 versterkt het signaal voordat het via een volgend bandfilter (L30, C81, L31 en C85) aan het eindtrapje wordt toegevoerd.
Figuur 9. Het schema van de uitgangs-zendkonverter. Ook hier zijn waar mogelijk strip-lines toegepast.
Het eindtrapje kan (slechts) ongeveer 50 mW leveren. Er is eventueel wel meer uit te halen maar dit gaat ten koste van de lineariteit en onderdrukking van ongewenste produkten. Met de gegeven instelling werkt het ding probleemloos en kunnen zonder wijzigingen te moeten aanbrengen verschillende typen transistoren worden toegepast. De volgende typen zijn getest: BFY90, 2N3866, BFW16A en de BFR96. Het laatste type heeft een afwijkende penvolgorde, waardoor de montage niet zo eenvoudig is. Foto 5 geeft een indruk van het eindtrapje, dat in dit geval opgebouwd is met een BFY 90. Wanneer men een 2N3866 van goede kwaliteit (er zit nogal wat spreiding in die dingen) kan bemachtigen, verdient dit type de voorkeur wegens zijn lagere versterking boven 500 MHz.
Foto 5. Een blik op het eindtrapje. Verschillende typen transistoren kunnen worden toegepast, zoals hier de BFY90.
Bouw en afregeling
Een uitgebreide beschrijving van de bouw en afregeling van deze transverter volgt in het tweede deel van dit artikel. Hierbij worden dan ook de printen afgedrukt, die voor de foto's in dit eerste deel model hebben gestaan.
Deel 1 - Deel 2
PE0PJW, P. de Winter.
Het lek van Elektuur
In het schema van figuur 6 (mei '81, blz. 5-30) zijn de aansluitnummers van IC1 verwisseld: 2 moet links (aan C5) en 1 moet rechts (aan C7) staan.
C27 is in de onderdelenlijst tweemaal genoemd, en C19 en C72 zijn niet vermeld; de juiste waarden zijn C27 = 2p7, C19 = 10p en C72 = 10 n.
In plaats van R33a ... f moet gelezen worden R33a ... i.
Al deze korrekties hebben geen konsekwenties voor de print.