Quarz- und L/C-Oszillatoren
Aus der ungemein großen thematischen Palette werden Schaltungen mit dem vorteilhaftesten Kosten/Effizienz-Verhältnis vorgestellt. Daneben kommt das insbesondere für Empfänger-Anwendungen signifikante Phasenrauschen der generierten Signale zur Sprache.
Zunächst sollten wir einige grundsätzliche und allgemeingültige Fakten zur Kenntnis nehmen:
- Es sind einzig Bauteile hoher Güte und Zuverlässigkeit zu verwenden.
- Die Transitfrequenz der Schwingtransistoren sollte zumindest das Zehnfache der höchsten zu generierenden Frequenz betragen; mehr ist immer von Vorteil. Sehr empfehlenswert sind bipolare Mikrowellen-Ausführungen, beispielsweise die Elemente BFQ-22S, BFR-34A, BFT-66, BFT-97, HXTR-36l5, MRF904 und MRF-9l4.
- Im Interesse hoher Phasenrauscharmut sollte das Knie des sogenannten 1/f-Rauschens der Transistoren möglichst "weit unten" angesiedelt sein. Bei den vorangestellten Elementen, die allgemein sehr geringes Eigenrauschen aufweisen, ist das der Fall. Im Gegensatz dazu: Vorsicht bei Fets!
- Zumindest für RX-Anwendungen sollten auch alle dem Oszillator nachgesetzten Verstärker, Puffer oder/und Treiber möglichst rauscharm ausgelegt sein, damit das resultierende Phasenrauschen sowie das Breitbandrauschen so gering wie nur irgend möglich ausfallen.
- Oszillatoren sollten weder getastet noch moduliert werden. Derartige Funktionen bewirkt man an einem Punkt der Folgeschaltung, der bezüglich des Oszillators praktisch rück-wirkungsfrei entkoppelt ist.
- Für Meßzwecke sollte die Schaltung am "frühesten" Punkt hinreichender Entkopplung einen Verstärker/-Puffer mit 50 Ohm Ausgangsimpedanz haben.
- Die vorangestellten Fakten gelten unabhängig von den generierten Frequenzen.
Nun zunächst zu den Quarzoszillatoren. Drei favorisierte und vorbemessene Grundschaltungen für unterschiedliche Erregungsmodi gehen aus Bild 6-1 hervor; unten im Bild finden wir frequenzspezifische Bemessungshilfen. Die in Serie zu den Quarzen liegenden Trimmer dienen dem Frequenz-Feinabgleich. In der Schaltung für die 3. Harmonische stellen wir mittels C1 und C2 Schwingaktivität und Schwingsicherheit ein.
Bild 6-1: Drei favorisierte Schaltungen quarzgesteuerter Oszillatoren. Unten im Bild haben wir einige allgemeingültige Bemessunghilfen
Die Induktivität L2 rechts im Bild kompensiert die Quarz-Parallelkapazität, die allgemein etwa 6 pF, bei Subminiatur-Ausführungen aber häufig auch nur rund 2,5 pF mißt (Angaben des Herstellers beachten). Alle HF-beaufschlagten Kapazitäten (ausgenommen die CB) sind mit neutralem Temperaturkoeffizienten (TK = NP 0) zu wählen; im gleichen Sinne müssen wir bezüglich L1 und L3 vorgehen. Weitere frequenzspezifische Informationen zu den Schaltungen Bild 6-1, links und rechts, gehen aus Bild 6-2 hervor.
Bild 6-2: Frequenzspezifische Bemessungen einiger Komponenten der Schaltungen in Bild 6-1
Bild 6-3: Schaltung eines rückwirkungs- und rauscharmen Verstärkers hoher Signalverträglichkeit mit besonlerer Eignung als Oszillator-Puffer
In Bild 6-3 haben wir die Schaltung eines X-gegenkoppelnden, sehr rauscharmen und rückwirkungssicheren Hochstrom-Puffer/Verstärkers hoher Signalverträglichkeit, der unter anderem ausgezeichnet als Nachsetzer der Oszillatoren gemäß Bild 6-1 geeignet ist. Im Zusammenwirken mit dem Oszillator Bild 6-1, Mitte, muß die Drossel Hfd im Basis' zweig des Verstärkers durch einen 56-Ohm-Widerstand ersetzt werden, da dieser Oszillator nur an (rund) 50 Ohm Last betrieben werden darf. In Bild 6-4 haben wir das Ringkern-Wickelschema des übertragers Ü, sowie in Bild 6-5 Printvorlage und Bestückungsplan unseres Verstärkers; weitere Hinweise zur Platine sind zusammen mit Bild 4-5 dieser Serie in beam 7/86 enthalten.
Bild 6-4: Ringkern- Wickelschema für den übertrager Ü in Bild 6-3
Bild 6-5: Platinen-Vorlage und Bestückungsplan zur Schaltung in Bild 6-3
Nun zum Phasen- oder Seitenband-(SB-)Rauschen von Oszillatorsignalen. Wie Bild 6-6 schematisiert aufzeigt, fallen die Signale niemals als "unendlich schmale" Spektrallinie aus, sondern sind mit mehr oder minder breiten und deutlichen Rausch-SB behaftet. Dieses Rauschen läßt sich aus physikalischen Gründen nicht unterbinden, wir können lediglich darauf hinwirken, seine Stärke durch die Wahl einschlägig optimaler Schaltungen und Bauteile so gering wie möglich zu halten.
Bild 6-6: Typisches Spektrum eines Oszillatorsignals mit Rauschseitenbändern und Rauschflur
Bild 6-7: Typischer Phasenrauschabstand von Quarz-und L/C-Oszillatoren, dargestellt für eines der beiden Seitenbänder über der Frequenz; die Seitenbänder fallen praktisch symmetrisch aus
Was dabei machbar ist, zeigt Bild 6-7 exemplarisch auf. Man bezieht das SB-Rauschen als Rauschabstand auf die Signalleistung (des Carriers "c"), gemessen in dBc bei einer Bandbreite von 1 Hz; derartige Messungen sind mit amateurmäßigen Mitteln völlig unmöglich. übermäßiges SB-Rauschen hat bei Empfängern Fehlmischungen, Selektionsschwächen und Dynamikeinbußen zur Folge. Welche Rauschabstände bezüglich der Dynamik zumindest notwendig sind, ist abhängig von der wirksamen RX-Bandbreite und geht aus Bild 6-8 hervor. - Auf dieses ebenso spezielle wie wissenswerte Thema werden wir unter Berücksichtigung der Synthesizer-Technik in beam noch gesondert eingehen.
Bild 6-8: Notwendiger Phasenrauschabstand von RX-Überlagerungssignalen in Abhängigkeit vom nutzbaren RX-Dynamikbereich und der RX-Rauschbandbreite
Bild 6-9: Schaltung eines sehr rauscharmen Quarzoszillators, der sich insbesondere als Referenzfrequenzgenerator für Abstimm-Synthesizer anbietet
In Bild 6-9 haben wir eine speziell für extreme Rauscharmut ausgelegte Schaltung eines Quarzoszillators, wie er sich insbesondere für den Einsatz als Referenzfrequenzgenerator in Synthesizern anbietet; sein SB-Rauschabstand geht aus Bild 6-7 hervor. Wir wollten den Puffer gemäß Bild 6-3 nachsetzen. Der SB-Rausch-abstand wird noch verbessert beim Herunterteilen der Frequenz auf eine niedrigere Vergleichsfrequenz der Phasenregelschleife, und zwar gemäß n2 beziehungsweise 20 log n (dB) mit n als Teilungsfaktor; bei angenommen n = 10 macht der Gewinn an SB-Rauschabstand also 20 dB aus. Der amateurmäßige Nachbau derartiger Anordnungen hat nur Sinn vor dem Hintergrund einschlägiger Meßmöglichkeiten.
Bild 6-10: Favorisierte Schaltung eines L/C-Oszillators für Freilauf- und Synthesizer-Anwendungen. Unten im Bild haben wir einige allgemeingültige Bemessungshilfen
Nun zu den L/C-Oszillatoren. Sie sind relativ "sensibel", insbesondere bezüglich der Frequenzstabilität. In Bild 6-10 haben wir eine Schaltung für maximal etwa 150 MHz, wie sie oft in den Synthesizern professioneller Funk- und Meßgeräte anzutreffen ist und die in jeder Beziehung optimal arbeitet. Unten im Bild sind frequenzspezifische Bemessungshilfen zusammengestellt. Auch hier können wir den Puffer gemäß Bild 6-3 nachsetzen. Beim Durchstimmen relativ breiter Frequenzspektren kann die Schwingspannung unserer Schaltung mittels einer AGC geregelt werden. Die Regelspannung wird am Ausgang des Folgezuges gewonnen, wo ein konstanter Pegel gewährleistet sein muß.
Der Selbstbau hochqualitatiever L/C-Oszillatoren setzt umfangreiche praktische HF-Erfahrungen sowie einschlägige Meßmittel voraus. Dazu einige grundsätzliche Hinweise:
- Diese HF-Oszillatoren gehören unabhängig von ihrer Schwingfrequenz keinesfalls auf eine Platine, da deren thermische Eigenschaften mehr oder minder "unberechenbar" sind und damit auch die Anordnung insgesamt.
- Den frequenzbestimmenden Teil der Schaltung verdrahtet man freitragend zwischen Keramikstützpunkten in einem möglichst kleinen, HF-dicht verschließbaren Kupfer- oder Messing-Gehäuse und strebt dabei kürzestmögliche Leitungslängen an. Diese Ausführungsform ist mechanisch "absolut" stabil. - Lassen Sie sich nichts anderes einreden!
- Die einschlägigen Bauteile sollten immer geringstmögliche Massen aufweisen. Dadurch reagieren sie thermisch nahezu in Echtzeit und sozusagen "im Gleichschritt", und nur auf diese Weise werden derartige Anordnungen der notwendigen dynamischen (!) Kompensation thermisch bedingter Driftneigungen der Frequenz zugänglich - nur so und nicht anders!
Abschließend noch zwei Schaltungstips: Aus Bild 6-11 können wir entnehmen, wie mehrere Q- oder/und L/COszillatoren über einen gemeinsamen Emitter-Widerstand (RE) mittels Schaltdioden über die Transistor-Arbeitsströme an einen gemeinsamen HF-Auskoppelzweig gelegt werden können. Und in Bild 6-12 haben wir eine mittels Schaltdioden realisierte frequenzspezifische Oszillator-Vorabstimmung, wie sie hauptsächlich in Synthesizern anzutreffen ist. Diese beiden Schaltungen sind - im Gegensatz zu vielen anderen - völlig zuverlässig in ihren Funktionen.
Bild 6-11: So können wir mehrere Q- oder/und L/C-Oszillatoren über einen gemeinsamen Emitter-Widerstand (RE) wechselweise an einen gemeinsamen HF-Auskoppelzweig legen
Bild 6-12: Möglichkeit der frequenzspezifischen Oszillator-Vorabstimmung, wie sie insbesondere in Synthesizer-VCOs praktiziert wird
Eric T. Red