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Passive MOS-FET-Mischer der Super-high-level-klasse 1

Empfänger sind häufig erheblichen Signalstärken ausgesetzt, vor allem im Spektrum bis zu etwa 20 MHz. Daraus entstehen intermodulative Probleme, insbesondere beim Einsatz relativ breitbandiger HF-Selektionen. Diese Situation geht hauptsächlich zu Lasten der Frontend-Mischer, denen deshalb verschiedentlich Input-Interceptpunkte 3. Ordnung von + 40 dBm abverlangt werden müssen.

Sie sind praktikabel und am besten mittels passiver MOSFET-Schaltungen realisierbar.

Bild 1: Grundschaltung eines doppelt balancierten passiven MOS-FET-Mischers sehr hoher Dynamik

Die Grundschaltung dieser relativ neuartigen Mischer geht ins Bild 1 hervor. Danach bestehen sie (im wesentlichen) aus zwei MOS-FETs und vier Breitband-Übertragern. An den Ports f_X und f_R liegen die Nachrichtensignale, während dem f_Lk-Port das Überlagerungsigssignal beaufschlagt wird. Diese Extern-Schnittstellen sind durchweg unsymmetrisch und allgemein mit 50 Ohm Impedanz ausgelegt. Ihre Frequenzgänge werden primär von den Übertragern bestimt, ausgenommen der f_X-Zweig mit 0 Hz unterer Grenzfrequenz. Da die Ports f_R und jeeils mit einer Gegentaktwiklung ihres Übertragers korrespondieren, handelt es sich hier um eine doppelt balancierte, d.h. funktionell optimale Struktur.

Qualitatives

Die Qualität dieser Mischer sei in einem Vergleich mit den derzeit verbreiteten Schottky-Dioden-Ringen deutlich gemacht. Dazu die primären Kennwerte einer Anordnung nach Bild 1, sowie jene eines Diodenrings (Klammerwerte):

• Input-Interceptpunkt 2. Ordnung IP2, + 75 dBm (+45 dBm)
• Input-Interceptpunkt 3. Ordnung IP3, + 40 dBm (+25 dBm)
• Input-Sinus-Kompressionspunkt K_Pi/dB + 30 dBm (+ 13 dBm)
• Einfügungsdämpfung AM/SSB 6dB (6dB)
• Rauschmaß F_SSB 6 dB (6 dB)
• Interport-Entkopplung A_x (f_L:f_X, f_L:f_R) über 50 dB (über 40 dB)
• Überlagerungsleistung P_LO + 17 dBm (+ 17 dBm).

Als Vergleichskriterium ist die nur relativ aufwendig realisierbare und zudem störkritische PLo herangezogen worden.

Funktionelles

Der angeführte doppelt balancierte FET-Mischer ist nicht nur strukturell einem einfach balancierten Diodenmischer gemäß Bild 2 recht ähnlich. Hier steuert das fi.-Signal die beiden Dioden im Gegentakt so, daß die eine oder andere im Wechsel der fi-Polarität durchgeschaltet ist und die Zweige f_X und f_R miteinander verbindet, während die jeweils andere sperrt und sich für den assoziierten Schaltungspfad als sehr hochohmig darstellt. Im Ergebnis stehen je nach Arbeitsrichtung die Mischprodukte f_R = f_L ± f_X beziehungsweise f_X = f_L ± f_R an.

Bild 2: Grundschaltung eines einfach balancierten Diodenmischers mit dem Schema zur Umwandlung dieser Struktur in eine doppelt balancierte (Klammerbezeichnungen)

Gleiches ergäbe sich, wenn die beiden Dioden jeweils über einen eigenständigen Steuerzweig im Gegentakt umgeschaltet werden könnten. Damit wäre der f_L-Port frei für f_R; und der ursprüngliche f_R-Port erhielte Massebezug. Zugleich aber, und das ist nun das wirklich Signifikante, resultiert eine deutlich effizientere doppelt balancierte Anordnung (Gegentakt für f_R und f_L), wie es die geklammerten Bezeichnungen im Schaltbild deutlich machen. Im Interesse optimaler Intermodulationsfestigkeit wäre es jedoch noch günstiger, wenn die jeweils durchgeschaltete Diode nicht, wie angesprochen, gegen den Masse-bezug, sondern auf einen impedanzgerecht bemessenen Breitband-Absorberwiderstand arbeiten würde. Und genau dies ist beim Mischer nach Bild 1 der Fall.

MOS-FET-Schalter

Eine von den Nachrichtenpfaden separierte Schaltersteuerung ist mittels Transistoren realisationsfähig. Man greift bevorzugt zu speziellen Schalter-MOS-FETs mit sehr geringen Durchlaß- und sehr hohen Sperrwiderständen bei zugleich minimierten Elektroden-Kapazitäten. Drain und Source liegen allemal auf identischem Gleichpotential und bilden den eigentlichen Schalter, dessen Kontrolle über das Gate seitens des ft.-Signals erfolgt. Durch entsprechende Steuerung des EIN-Widerstandes der Drain/SourceStrecke fungieren diese Transistoren zugleich als die angesprochenen Absorber. Bild 3 verschafft eine übersicht.

Bild 3: Symbol und Funktions-Kennzustände eines Schalter-MOS-FETs

Man favorisiert N-KanalMOS-FETs des Anreicherungstyps (enhancement; selbstsperrend) mit Gate-Schutzdioden und getrennt herausgeführtem Bulk (Substrat). In Bild 4 sind einige in der weiteren Folge noch anzusprechende Elemente mit ihren vollständigen Symbolen angeführt. Die Vorwärtssteilheit mißt durchweg etwa 15 mS. Die Knotenkapazitäten bezüglich des Bulks betragen am Gate ca. 2,3 pF, am Drain ca. 1,9 pF und an der Source ca. 3,5 pF, die Drain/GateRückwirkung macht ca. 0,6 pF aus; ausgenommen der BSS-83 mit teils noch etwas geringeren Werten. Damit sind Umschaltraten von minimal rund 1 ns realisationsfähig; vergleichbar mit Schottky-Dioden allgemeiner Art.

Bild 4: Vollständige Schaltungssymbole einiger für Mischer favorisierter MOSFET-Schalter (SD- und SST-Elemente: Siliconix, BSDund BSS-Ausführungen: Val-vo)

Mischer-Schaltungspraxis

Die vollständige Schaltung eines doppelt balancierten passiven MOS-FET-Mischers der eingangs angesprochenen Struktur und Qualität geht aus Bild 5 hervor. Er ist professionell entwickelt worden und wird in einem serienmäßig produzierten Funkverkehrsempfänger für 9 kHz bis 30 MHz bei etwa 45 MHz (1.) ZF eingesetzt.

Bild 5: Vollständige Schaltung eines doppelt balancierten- passiven MOS-FET-Mischers in Breitband-Ausführung

Zunächst wurden hier FETs des Typs SD-215 verwendet. Aus hauptsächlich fertigungstechnischen Gründen hat man jedoch später zu BSS-83 gegriffen; und vor dem selben Hintergrund wird derzeit über eine Umstellung auf den SD-5000 diskutiert. Die damit verbundenen FET-spezifischen Schaltungsunterschiede sind dem Fußeintrag des Bildes zu entnehmen. Daneben wurde geprüft, ob eine Teilung der Elemente RD in jeweils zwei Komponenten mit Drain- und Source-seitiger Plazierung zu Vorteilen bezüglich der Symmetrie und folglich der Signalverträglichkeit führt. Positive Ergebnisse stellten sich, was anbetrachts der unterschiedlichen Drain- und Source-Knotenkapazitäten zu erwarten war, bei ungleichmäßiger Ro-Wertteilung ein, allerdings in so geringem Maße, daß der damit verbundene Mehraufwand ungerechtfertigt erschien.

Bei den vier Breitband-übertragern handelt es sich durchweg um Baluns. BT-1 und BT-3 sind konventioneller Art mit 50:(100:100) Ohm Impedanz-übersetzung, während die Pendants BT-2a und BT-2b zu den Leitungsgliedern zählen und mit 100:(50:50) Ohm transformieren. Die Kapazitäten C und C dienen der Kompensation der sekundären BT-1- beziehungsweise BT-3Streuinduktivitäten; bei den C, handelt es sich um die Gate-Knotenkapazitäten der FETs Ta und Tb. Die EIN-Widerstände dieser Schalttransistoren für sich allein respektive in Serie mit den Ro bilden die angesprochenen ohmschen Breitband-Absorber, deren Wert entsprechend des assoziierten übertrager-Impedanzlevels jeweils rund 100 Ohm betragen muß. Diese Absorber unterbinden Signalreflexionen, vermindern also aus Fehlabschlüssen resultierende vagabundierende Hochfrequenz; und tragen so erheblich zu den ausgezeichneten Mischer-Kennwerten bei. In diesen Sinne sind auch die symmetrierenden Komponenten RT2a/b zu sehen; zu den eigentlichen Mischerfunktionen tragen sie nichts bei.

Die Realisation der Übertrager Netzwerke ist teilweise problematisch. Die notwendigen C_C-Werte sind aus den gemessenen BT-1-Streuinduktivitaten abzuleiten; und Vergleichbares gilt bezüglich der C..n BT-3. In die C_C können zugleich eventuell primärseitig für die BT-2a/b notwendige Kompensationskapazitäten ...ezogen werden. Diese beiden Übertrager müssen zudem von vornherein so dimensioniert sein, daß sie allemal der sekundären Kompensation bedürfen. Diese nimmt die FET-Knotenkapazitäten auf ... verhindert so deren sonst schädlichen Einfluß. Anbetrachts dessen sind Anordnungen ohne RD am vorteilhaftesten; die EIN-Widerstände der FETs lassen sich über die PLO einstellen, da aber diese zugleich sehr deutlich auf die Mischer-Signalverträglichkeit durchschlägt, gibt es hier kaum Spielraum. Ausgeprägt diffizile Verhältnisse herrschen bezüglich BT-3 und 0, da die Eigenschaften dieses Zweiges auf die bereitzustellende überlagerungsleistung und die realisierbare Kurvenform des FL-Signals einwirken.

Die Kompensation der übertrager erfolgt allgemein in etwa auf der höchsten spezifisch anstehenden Frequenz. Für die Komponenten BT-1 und BT-2a/b bilden die Nachrichtensignale, für den BT-3 das überlagerungssignal die Kritetien. Da jedoch anbetrachts optimaler Mischer-Aussteuerungsfähigkeit mit fi-Signalen versteilerter Flanken gearbeitet werden sollte, empfiehlt sich für BT-3 die dreifache maximale fi. als Mindest-Kompensationsfrequenz. Ist 0 in diesem Fall, d.h. insbesondere bei hoher fi, zu groß, so kann BT-3 auch als Leitungsübertrager gemäß Bild 6 ausgeführt werden, der bei entsprechender Dimensionierung vergleichsweise etwas höherer C-Werte bedarf.

Bild 6: Schaltung eines Breitband-Baluns in Leitungsausführung für 50:(100:100) Ohm Impedanzübersetzung

Derartige Kompensationen führen zu Tiefpaßfunktionen mit mehr oder minder deutlicher Welligkeit im Durchlaßbereich. Das läßt diese Arbeiten in jeder Beziehung auf- wendig ausfallen; und empfiehlt Bauteileselektionen aus Produktionsmengen. Von der Darstellung einschlägiger Details sowie der übertrager-Dimensionierung allgemein muß hier anbetrachts ihres thematischen Umfangs leider abgesehen werden.

Schließlich ist bei der Realisation der Gesamtschaltung auf äußerste elektrische Symmetrie der Gegentaktzweige hinzuwirken; eine mischertypische Notwendigkeit. Primäre Bedeutung fällt den korrekten Phasen- und Amplitudenbeziehungen zu; hier kommt es vor allem auf die übertrager an. Bei den FETs ist paarig zu selektieren und thermischer Gleichlauf herzustellen; was den Einsatz monolithisch integrierter Komponenten, beispielsweise des SD-5000, suggeriert. Schon geringste Unstimmigkeiten haben merkliche Qualitätseinbußen über Alles zur Folge. - Was insbesondere vor dem Hintergrund amateurmäßiger Arbeitsmittel gar nicht überbetont werden kann.

Überlagerungssignale

Dazu vorab zusammengefaßt einige allgemeine Fakten. Die FET-Schalter führen eine gegen die Source positive GateVorspannung Ucs zur Arbeitspunkt-Einstellung (siehe Bild 5). Dieser Arbeitspunkt entspricht in etwa dem der sogenannten Klasse B, d.h. er ist im unteren Knick der Gate-Kennlinie angesiedelt. Anbetrachts der bekanntermaßen erheblichen Transistor-Parameterstreuungen sollte die Ucs mit etwa ± 50% um ihren Kennwert trimmfähig sein. Der spezifische UGS-Wert entspricht 10 bis 100 kOhm statischem Drain/Source-Widerstand; in der Praxis wird man sich jedoch an den dynamischen Parametern, insbesondere dem IP3 und der AM, orientieren. Die negative Bulk-Vorspannung Ues realisiert die Notwendigkeit des an dieser Elektrode negativsten aller Schaltungspotentiale; zudem stabilisiert sie die Knotenkapazitäten der Gates über deren Aussteuerbereich. Diese Spannung ist unkritisch, so daß hier auf Einstellbarkeit verzichtet werden kann. Die Spannung des steuernden Uberlagerungssignals ULO an den FET-Gates darf auch in ihren Spitzen niemals den Durchbruch der Gate-Schutzdioden (siehe Bild 4) auslösen, denn anderenfalls käme es zu einem unzulässigen Betriebszustand, und überdies generieren die dann sehr niederohmigen Diodenstrecken starkes Breitbandrauschen. Schließlich bedarf es anbetrachts optimaler Mischerfunktionen zwingend streng symmetrischer Überlagerungssignale.

Die für optimale Effizienz der Schaltung Bild 5 an deren FET-Gates notwendige Uw beträgt rund 12,5 Vss. Dieses Signal kann sowohl rein sinusförmig als auch der Rechteck-form angenähert sein. Letzteres ist vorteilhafter, da es zu zeitlich kürzeren Umschaltphasen führt als ein Sinus. Und eben diese Phasen, in denen jeweils einer der beiden FET-Schalter bereits geöffnet, der andere aber noch nicht geschlossen hat, sind intermodulativ kritisch. Unter der Voraussetzung, daß die Dauer der Umschaltphasen bezüglich der fr.-Periodendauer Tr.o = 1/f (Hz, s) prozentual konstant ist, lassen sich frequenzabhängige Beziehungen entwickeln. Danach wird der Intermodulationsabstand 3. Ordnung näherungsweise beschrieben gemäß

mit t_RF als Dauer der Umschaltphasen (s), ω_LO als Kreisfrequenz des f_L-Signals (Hz), U_s/RF als einfache Nachrichtensignal-Spitzenspannung (V) bezüglich der halben Mischer-Gegentaktimpedanz (100Ohm in Bild 5), und U_ss/LO als Spitze-zu-Spitze-Wert (V) der U_LO an den FET-Gates. Bei einem f_L-Sinussignal mißt t_rf = T_LO/2. Aus dem IMA₃ und der am f_R- oder f_X-Port des Mischers anstehenden Nachrichtensignalleistung P_RF (dBm) kann der IP_3i ohne Näherung ermittelt werden gemäß

Dementsprechend stellen sich bei angenommen P_RF = 0 dBm ≡ 0,445 V_S/100 Ohm, U_LO = 12,5 V_SS sinus, f_L = 75 x 10⁶ Hz und t_rf = 6,7 ns der IMA₃ mit -74,1 dB und der IP_3i mit + 37 dBm ein. Diese Ergebnisse müssen jedoch aufgrund unvermeidbarer Schwächen der praktischen Mischerschaltung, insbesondere ihrer Inbalancen, Theorie bleiben. Tatsächlich werden auch nur IMA₃ um -65 dB und IP_3i um +33 dBm gemessen. Ganz anders jedoch, wenn die U_LO mit ihrer 3. Harmonischen beaufschlagt ist und die t_rf aufgrund dieser Flankenversteilerung nur noch etwa ein Drittel ihres ursprünglichen Wertes, d.h. hier rund 2,2 ns mißt. Bei den angenommenen Randbedingungen resultiert der IP_3i nunmehr mit theoretisch +46,7 dBm und gemessen + 40 dBm. Die Flankenversteilerung der f_L-Signale läßt sich sinnvoll bis zu t_rf um 1 ns treiben; noch geringeren Werten sind die derzeit verfügbaren Schalter-MOS-FETs nicht gewachsen.

Vor dem Hintergrund der weiter vorn zum IMA₃ angeführten Definition sowie der angesprochenen tri größer/gleich 1 ns ergibt sich die maximale fr.-Sinus mit 1 GHz. Dies trifft jedoch einzig für selektive, also relativ schmalbandige Schaltungen zu, und überdies auch nur in Annäherung. Im Gegensatz dazu können Breitband-Anordnungen gemäß Bild 5, insbesondere anbetrachts unvermeidbar verbleibender Parasitärkapazitäten, nur bis zu etwa 200 MHz betrieben werden. Mit weiter zunehmender Frequenz sind rapide anwachsende Qualitätseinbußen der Mischer-Kennwerte unabwendbar.

Die Flankenversteilerung des f_L-Signals kann durch Begrenzung eines Sinussignals erfolgen. Dieser Prozeß ist völlig symmetrisch auszulegen, d.h. es müssen a) die Nulldurchgänge der Signalfunktion zeitlich konstante Abstände haben, b) die beiden Halbwellenzüge gleiche Amplitudenbeträge aufweisen, sowie c) die an und absteigenden Signalflanken von übereinstimmender Steilheit sein. Bei der allemal mit Verstärkung verbundenen Begrenzung ist zu beachten, daß der Rauschflur der beteiligten Schaltungsstufen über die Maßen angehoben wird und folglich der Signal/Rauschabstand abnimmt; ein insbesondere für Empfänger hoher Dynamik sehr bedeutsamer Fakt, Mithin sollten hier relativ sehr breitbandige Prozessoren hoher Rauscharmut eingesetzt werden.

Zum Mischer in Bild 5 ist eine P_LO von + 17 dBm genannt worden. Das mag irritieren, denn bekanntlich sind MOSFET-Gates hochohmig und von daher spannungsgesteuert. Tatsächlich aber geht es in derartigen Fällen auch gar nicht um Leistungsbedarf und -verbrauch, sondern um eine vom P_LO-Treiber aus 50 Ohm Innenwiderstand für eine fiktive 50-Ohm-Last bereitzustellende Leistung. Da der Treiber hier jedoch nahezu im Leerlauf arbeitet, baut sich an seinem Ausgang eine Spannung auf, die fast der EMK entspricht; also dem Doppelten der bei 50:50-Ohm-Anpassung herrschenden. Das sind bei + 17 dBm etwa 3,2 V_eff oder 9 V_SS EMK. Sie wird vom BT-3 (Bild 5) mit 1:2 Spannungsübersetzung bezüglich der FET-Gates angehoben. Unter Berücksichtigung der Transferverluste resultieren etwa 12,5 V_SS an den Gates (für die FETs SD-215, SD-5000).

Dies bei einer Sinus-f_L. In Fällen flankenversteilerter Oberlagerungssignale ist die U_SS/LO einzuhalten. Dadurch fällt die Uerr mehr oder minder höher aus als gemäß (U_SS/2)/ √2 bei Sinusform und nähert sich der U_S an. In diesem Zusammenhang muß dem Effekt der Oberwellenmischung durch geeignete Selektionsmittel entgegengewirkt werden; dieses Faktum trifft bekanntlich auch auf die, allerdings selbstbegrenzenden, stromgesteuerten Diodenmischer zu.

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Eric T. Red.