Rund um das Oszillator-Phasenrauschen 3
Teil 3: Schaltungen rauscharmer Oszillatoren
Nachdem in den beiden ersten Teilen dieses Beitrags die Ursachen und Auswirkungen des Oszillatorrauschens ausführlich erläutert wurden, befaßt sich dieser letzte Abschnitt mit der Schaltungstechnik rauscharmer Oszillatoren.
Oszillatoren der vorgestellten Art bringen es auf £SSB von bis zu etwa -165 dBc/Hz für Δf ≥ 3 kHz. Das sind rund 15 dB mehr als mittels einstufiger Anordnungen zu erreichen wäre. Für fc ≤ 30 MHz verwendet man gewöhnlich sehr rauscharme NF-Transistoren mit fr um 300 MHz, eine Voraussetzung für die angeführten sehr guten £SSB-Ergebnisse. Signale höherer Frequenz sollten mittels VHF/UHF-Transistoren generiert werden. Der frequenzspezifische übergang ist fließend, und im Grenzbereich empfehlen sich Untersuchungen bezüglich des 1/f-Rauschens (siehe auch Bild 3-4).
Bild 4-2: Schaltung eines einfachen Quarzfilters zur Verbesserung des £SSB bei Festfrequenz-Oszillatoren.
Weitere Verbesserungen des Weitab-£SSB lassen sich mittels eines dem Oszillator nachgesetzten einfachen Quarzfilters gemaß Bild 4-2 bewirken. Der Kreis LK/CK ist auf der Quarzfrequenz fO in Resonanz. Die Impedanz-Anpassung wird spezifiziert gemäß
Gl. 4.2
mit ωQ als Gesamtphase der fQ. Die Filterbandbreite (-3 dB) resultiert per
Gl. 4.3
CS repräsentiert die dynamische Quarzkapazität (nach Datenblatt; in der Spanne von etwa 6 bis 25×10-15 F bei ATGrundwellenquarzen). Bezogen auf beispielsweise fO = 10 MHz und Δf ≥ 30 kHz lassen sich £SSB-Zuwächse von >20 dB erzielen, die jedoch aufgrund des Rauschens der Folgeschaltung verschiedentlich nur eingeschränkt nutzbar gemacht werden können.
Bild 4-3: Schaltung eines rauschoptimierten Quarzoszillators für Frequenzen von etwa 1 bis 120 MHz.
Während die in Bild 4-1 vorgestellte Oszillatorschaltung ihre besten Eigenschaften mit bipolaren NF-Transistoren auf Frequenzen bis zu etwa 30 MHz entwickelt, läßt sich die ebenfalls rauschoptimierte Anordnung mit HochstromFETs gemäß Bild 4-3 bis zu zirka 120 MHz vorteilhaft einsetzen. Der Quarz ist ein AT-Grundwellenschwinger. Den Kreis LOCK gleicht man auf die gewünschte, d.h. 3. oder 5. Harmonische als Ausgangsfrequenz (fC) ab; die Quarzgrundwelle tritt nicht auf. Die beiden Dioden fungieren als Amplitudenbegrenzer; es sind Schottky-Elemente mit sehr geringem 1/f-Rauschen zu wählen (siehe Bild 3-5). Das Windungszahl-Verhältnis des LK-Spulenzapfs muß etwa 1:20 ausmachen, und das Verhältnis LK zur Auskoppelspule wird mit rund 4:1 bemessen. Die Kapazität CM ist für optimale Mitkopplung empirisch zu ermitteln (≈ 1 nF als Ausgangsbasis). LO kompensiert die Quarz-CO gemäß der Gleichung (4.1). Die XHfd sollten jeweils 1 bis 2 kOhm betragen. Ansonsten sei auf die Ausführungen zur Schaltung Bild 4-1 verwiesen.
Die £SSB-Charakteristika dieses FET-Oszillators sind mit denen der Anordnung in Bild 4-1 vergleichbar; lediglich das 1 /f-Rauschen ist hier etwas weniger günstig. Verbesserungen mittels eines Quarzfilters entsprechend Bild 4-2 lassen sich nur bei frequenzspezifisch hinreichend geringen realisierbaren BQr gemäß Gleichung (4.3) bewirken; ansonsten muß zu komplexeren, mithin aber auch erheblich kostspieligeren Filterstrukturen gegriffen werden.
Bild 4-4: Schaltung eines rauschoptimierten L/C-Oszillators. Seine höchstmögliche Schwingfrequenz wird von den Transistoreigenschaften bestimmt. Derartige Anordnungen sind typisch für PLL-Synthesizer.
In Bild 4-4 ist die Schaltung eines L/COszillators vorgestellt. Derartige Anordnungen sind in PLL-Abstimm-Synthesizern verbreitet; das Durchstimmen des Kreises LK/CK erfolgt dann mittels C-Dioden oder/und magnetisch steuerbarer Induktivitäten. Es herrscht Selbstbegrenzung der Schwingamplitude. Der 56-Ohm-Widerstand im Emitterzweig des Transistors bewirkt eine rauschoptimierende Signalgegenkopplung. Die Oszillationsfrequenz kann bei entsprechender Transistorwahl bis zu etwa 1 GHz betragen. Es werden £SSB gemäß der Parameter A und B in Bild 2-3 erzielt. Die Blindwiderstände der Kaskade C 1/2/3 sollten etwa 100/50/50 Ohm bezüglich der mittleren Schwingfrequenz ausmachen. Diese drei Kapazitäten liegen als Serienschaltung dem CK parallel. Den effektiven Xc dieses Glieds sowie den Xi.K bemißt man am günstigsten mit jeweils rund 200 Ohm. Die Xura betragen I bis 2 kOhm für die niedrigste vorkommende fc.
Bild 4-5: Schaltung eines rauschoptimierten L/C-Oszillators. Seine höchstmögliche Schwingfrequenz wird von den Transistoreigenschaften bestimmt. Diese Anordnung ist für sehr große Schwingamplituden ausgelegt und läßt sich deshalb nur bedingt elektronisch abstimmen.
Aus Bild 4-5 geht die Schaltung eines weiteren selbstbegrenzenden L/C-Oszillators hervor. Hier erfolgt die Realisation hohen Signal/Rauschabstandes durch gewollt große Schwingamplituden, die am Hochpunkt des fC-Kreises LK/CK 30 bis 40 VSS ausmachen. Die fC kann auch hier bei entsprechender Transistorwahl bis zu etwa 1 GHz betragen. Es werden außerordentlich hohe £SSB gemäß Parameter E in Bild 2-3 erzielt.
Das Windungszahl-Verhältnis des LKAnzapfs für die Basis-Ankopplung ist mit etwa 1:20, und das Verhältnis LK:LM mit rund 10:1 zu bemessen. Als Breitband-übertrager ü wählt man eine Leitungs-Ausführung für 200:50-Ohm-Impedanz-Transformatoren. Der XHfd sollte 1 bis 2 kOhm für die niedrigste vorkommende fC betragen. Es sei angemerkt, daß bei den herrschenden großen Schwingamplituden besondere Obacht bezüglich der Transistor-Grenzwerte geboten ist. Das gilt besonders für die Emitter/Basis-Strecke, deren Diode bei Mikrowellen-Elementen allgemein schon von 3 bis 4 Vs in den Zener-Durchbruch getrieben wird, was den Transistor unbrauchbar macht. Insofern kommt vor allem den Windungszahl-Verhältnissen Na/Nb/Nm Bedeutung zu.
Bei dieser Schaltung ist elektronische Frequenzabstimmung aufgrund der großen Schwingamplituden nur sehr eingeschränkt möglich. C-Dioden können einzig parallel zur »spannungsarmen« Nb-Strecke plaziert werden; alternativ kann man den Nb-Abschnitt als (eigenständige) magnetisch steuerbare Induktivität ausführen. Beides schränkt jedoch den maximal möglichen Durchstimmbereich gemäß (Nb/Na)2 ein. Als Ausweg bietet sich eine Vorabstimmung an, beispielsweise mittels umschaltbarer Festkapzitäten parallel zur LK. Im Gegensatz dazu ist die Drehkondensator-Abstimmung völlig unproblematisch; die auftretenden 30 bis 40 V. HF werden diese Schaltelemente gewöhnlich nicht überfordern.
Angemerkt sei, daß die beiden vorgestellten quarzgesteuerten Oszillatorschaltungen grundsätzlich auch für L/C-Betrieb geeignet sind. Dazu wird der Quarz durch einen L/C-Serienresonanzkreis ersetzt. Die fc sollte 200 MHz nicht überschreiten. Außerdem ist fC-unabhängig der Einsatz von Mikrowellen-Transistoren beziehungsweise UHF-FETs anzuraten.
5. Schlußpunkte
Es wurden Charakteristika, Quellen und Folgen des Oszillator-Phasenrauschens dargestellt, Maßnahmen und Mittel gegen seine schädlichen Auswirkungen aufgrund reziproken Mischens und elektronischer Umweltverschmutzung aufgezeigt, sowie mehrere Schaltungen ausgeprägt rauscharmer Quarz- und L/C-Oszillatoren mitsamt ihrer wesentlichen Bauteile vorgestellt und in ihren primären Einzelheiten beschrieben. Anhand einiger einfacher mathematischer Definitionen wurden Hintergründe au fgehellt und für den Praktiker, auch den Nicht-Profi, »griffig« gemacht.
Mittels der angeführten Schaltungen lassen sich alle notwendigen oder/und wünschenswerten Qualitätsparameter kostengünstig realisieren. Voraussetzungen sind lediglich sorgfältige Bauteilewahl und HF-gerechter Aufbau. Diese Aufgaben werden auch von einschlägig noch wenig Bewanderten zu bewerkstelligen sein; nicht jedoch von Anfängern.
Als problematisch mögen sich dagegen verschiedentlich die einzig meßtechnisch realisierbaren Optimierungsarbeiten und Qualitätstests erweisen, denn sie setzen kostspielige, auch bei Fachfirmen keinesfalls immer vorhandene Labormittel sowie spezielle Kenntnisse voraus, worüber in diesem theraarischen Rahmen leider nicht berichtet werden kann.