Home - Techniek - Electronica - Radiotechniek - Radio amateur bladen - CQ-DL - Phase Locked Loop Local-Oszillator 9 MHz-39 MHz mit magnetisch gesteuerter Induktivität
Allgemeines
Die Kapazitätsdiode mit ihren ungünstigen Rauscheigenschaften macht es unmöglich, einen PLL-Oszillator zu bauen, der im Empfänger mit einmaliger Umsetzung den ganzen KW-Bereich erfassen könnte. Das in cq-DL 4/82(4) beschriebene Prinzip der magnetisch gesteuerten Induktivität wurde zum Anlaß, einen präzise abstimmbaren PLL-Oszillator zu bauen, dessen Nutzeigenschaften noch nicht voll zu übersehen sind. Die technischen Möglichkeiten des neuen Oszillators sind sehr groß, der Komponentenaufwand verhältnismäßig klein. Das noch vor nicht allzu langer Zeit so gefürchtete PLLSystem (nur für "eingeweihte Profis") wird immer einfacher, ist also dem konstruktionseifrigen Funk-Hobbyist schon ganz nahe gerückt.
Technische Ausgangsparameter des PLL-Local-Oszillators
| Ausgangspegel | 4 dBm ± 0,5 dB |
|---|---|
| Frequenzbereich | 30 x 1-MHz-Bereiche mit Feinabstimmung in jedem 1-MHz-Bereich |
| Langzeitfrequenz-stabilität | 10 Hz/Stunde, nach 15 Minuten Einlaufzeit |
| Thermische Frequenzstabilität | 2 Hz/°C |
| Oberwellengehalt (10 MHz) | 2. H -45 dB, 3. H -55 dB |
Problemstellung
Abb. 1. Blockschaltbild eines 1 x Uberlagerungsempfängers
Wie bekannt, ist ein KW-Empfänger mit nur einmaliger überlagerung immer noch das beste Empfängerkonzept (Abb. 1).
- Für gute Trennschärfe ist das ZF-Quarzfilter verantwortlich.
- Für das Großsignalverhalten des Empfängers sorgt ein guter Schottky-Ringmischer.
- Für den Empfangsfrequenzbereich als auch dessen Frequenztreffsicherheit und Frequenzstabilität sorgt der abstimmbare LocalOszillator.
- Die Spiegelfrequenzen sowie Intermodulationsprodukte 2. Ordnung unterdrückt der Preselektor.
Es ist durchaus möglich, mit Amateurmitteln einen KW-Empfänger aufzubauen, der vielen Firmenfabrikaten sogar überlegen sein kann, besonders in Hinsicht Empfindlichkeit und Großsignalverhalten. DJ7VY [1] hat einen Empfängereingangsteil mit großem Dynamikbereich und sehr geringen Intermodulationsverzerrungen entwikkelt. Als dessen Weiterentwicklung wurden seine(2) Verbesserungen des intermodulationsfreien Dynamikbereiches von Empfängereingangsteilen im Kurzwellenbereich veröffentlicht.
Das interessierende Problem bleibt aber der Local-Oszillator, der für den vollen KW-Empfangsbereich 0,1 MHz-30 MHz und einer 9-MHz-Zwischenfrequenz den Frequenzbereich 9,1 MHz-39 MHz bestreichen muß. Dieser Oszillator soll grob-raster abgestimmt sein in 1-MHz-Schritten, gleichzeitig muß er über eine Feinabstimmung innerhalb jedes 1-MHz-Bereiches verfügen. Seine Frequenzstabilität muß fast quarzgenau und sein SBN-Phasenrauschen sollte ebenbürtig einem guten freischwingenden LC-Oszillator sein.
Als Regelelement im PLL Local-Oszillator wurde die in(4) beschriebene magnetisch gesteuerte Induktivität angewendet. Das Ausgangssignal dieses Local-Oszillators führt über einen Trennverstärker TV-1 direkt zum Empfängereingangsteil mit Schottky-Ringmischer nach(1). Dasselbe Ausgangssignal wird über einen zweiten Trennverstärker TV-2 zum Regelkreis geführt, wo es zur Grob- und Feinabstimmung entsprechend umgestaltet wird. Dieser Local-Oszillator mit magnetisch gesteuerter Induktivität weist physikalisch ein kleineres Rauschspektrum auf als ein solcher mit Kapazitätsdiodenabstimmung. Die Regelschleife wurde außerhalb des Nutzsignalweges gebildet, beeinträchtigt also nicht die Rauscheigenschaften des Local-Oszillators.
Im Regelkreis wird das L.O.-Signal nach TV-2 mit dem VFO-Signal 78 MHz-79 MHz gemischt und als Zwischenfrequenz 69 MHz bis 40 MHz zur Teilerkette geführt. Das Ausgangssignal der Teilerkette, nominal 50 kHz, wird mit dem Referenzsignal 50 kHz im Diskriminator phasenverglichen und als Fehlerspannung dem Steuerverstärker zugeführt, der über die Magnetisierungsspule im L.O. die Frequenzeinrastung bewirkt. Die Teilerkette dient zur Einstellung der jeweiligen 1-MHz-Empfangsbereiche, der VFO 78 MHz-79 MHz ermöglicht die Feinabstimmung innerhalb jedes 1-MHz-Bereiches (Abb. 2).
Abb. 2. Local-Oszillator. Blockschaltbild
bekannt, die sogar im 2-m-Bereich frequenzstabil arbeiten, aber als sicherster Weg erwies sich folgender "Umweg" (Abb. 3).
Abb. 3. VFO 78 MHz-79 MHz
Ein thermisch kompensierter, abstimmbarer Oszillator schwingt im Bereich 8 MHz-7 MHz. Sein Ausgangssignal wird mit einem Quarzoszillatorsignal 86 MHz gemischt. Das Mischprodukt als VFO-Frequenz 78 MHz-79 MHz führt über einen Bandfilterverstärker zum Regelkreismischer. Dieser Bandfilterverstärker erfordert etwas Sorgfalt, für einen versierten Funkamateur sollte er aber keine Schwierigkeiten bereiten.
Der Beschreibung der einzelnen Baugruppen des Local-Oszillators sollte eine übersicht des Gesamtfrequenzspektrums und der Lage der zusammenwirkenden Frequenzbereiche vorausgehen (Abb. 4).
Abb. 4. Local-Oszillator Frequenzspektrum
Im Empfangsbereich 0,1 MHz-30 MHz liegt der Schwingfrequenzbereich des Abstimmoszillators 8 MHz-7 MHz. Dieser Oszillator muß unbedingt HF-dicht aufgebaut werden. Der Bandfilterverstärker 78 MHz-79 MHz muß eine Unterdrückung der Quarzoszillatorfrequenz 86 MHz von >50 dB aufweisen, weil im Regelkreismischer eine "Rückmodulation" stattfindet, die das primäre Signal 8 MHz-7 MHz des Abstimmoszillators als lästiges "überbleibsel" am Ausgang des zweiten Trennverstärkers TV-2 erscheinen lassen könnte. Die Rückwärtsdämpfung einer Trennverstärkerstufe beträgt ca. 40 dB. Des- halb wurden im Zweig TV-2 zwei Verstärkerstufen hintereinander geschaltet. Auf diese Weise wurden rückwärts eindringende Störsignale am Ausgang von TV-1, dem Hauptausgang des Local-Oszillators, <0,5 RV gemessen.
Für alle dreißig 1-MHz-Bereiche muß die Teilerkette mit zwei Stufenschaltern ausgerüstet werden, der eine für die Einer-Teilung 0-9 Stufen, der zweite für die Zehner-Teilung. Außerdem benötigen wir noch einen Stufenschalter für die Parallelschaltung der Zusatzkapazitäten im Local-Oszillator. Diese drei Schalter kann man aber ohne weiteres vereinigen und mit nur einem Drehknopf bedienen, außerdem können mit demselben Drehknopf auch die Bandfilter im Preselektor umgeschaltet werden. Bei der Kopplung aller Schalter zu einer Einheit benötigen wir einen 30-Stufenschalter mit 3 oder 5 Schaltebenen, oder falls wir uns nur auf die Amateurbänder beschränken wollen, einen 10-Stufenschalter wieder mit 3 oder 5 Ebenen. Bei voller Belegung aller 30 Empfangsfrequenzbereiche muß leider ein kleines systembedingtes übel in Kauf genommen werden. Die Durchgangs"' dämpfung des Schottky-Ringmischers beträgt nur ca. 35 dB. Um ein Durchdringen eines 9-MHz-Eingangssignales über den Mischer in den 9-MHz-ZF-Verstärker zu verhindern, muß vor dem Mischer ein steiles 9-MHz-Notch-Filter Einsatz finden, das den Empfänger für die Umgebung von 9 MHz am Eingang unempfindlich macht (Abb. 5).
Abb. 5. Schaltbild der Local-Oszillators
Bauteilen
| L1 | 38 Wdg. | CuL | 0,4 | 12 Ø x 20 | L= 10 µH Q = 120 |
| L2 | Zylinderferritdrossel | 4 Ø x 15 | L = 130 µH | ||
| L3 | 8 Wdg. | CuL | 0,5 | 5,5 Ø x 7 | L = ca. 0,4 µH |
| L4 | 3 Wdg. | CuLS | 0,2 | zwischen Wdg. L3 vom "kaltem" Ende | |
| L5 | 5 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 | L = ca. 0,12 µH |
| L6 | 5 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 | |
| L7 | 2x 1 Wdg. | CuLS | 0,2 | zwischen Wdg. L6 bifilar | |
| L8 | 6 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 | L = ca. 0,15 µH |
| L9 | 2x 1 Wdg. | CuLS | 0,2 | zwischen Wdg. L8 bifilar | |
| L10 | 6 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 | |
| L11 | 1 Wdg. | CuLS | 0,2 | zwischen Wdg. L10 | |
| L12 | 6 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 | |
| L13 | 6 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 | |
| L14 | 1,5 Wdg. | CuLS | 0,2 | zwischen Wdg. L13 | |
| L15 | 6 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 | |
| L16 | 3 Wdg. | CuLS | 0,2 | zwischen Wdg. L15 | |
| L3-L16 gewickelt auf Polystyrolkörper 5,5 Ø x 30 mit Ferrit Schraub-kern U31 (Polier) im Abschirmbecher 15 x 15 x 25 oder 15 x 35 x 25 - Spulenabstand 20 mm | |||||
| L17 | 4 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 freitragend | |
| L18 | 2x 16 Wdg. | CuLS | 0,2 | bifilar-verdrillt | L = ca. 7 µH auf Ferrit Ringkern 5 0 (Polier) U31 |
| L19 | 2 Wdg. | CuAg | 0,8 | 5,5 Ø x 7 freitragend | |
| L20 | 20 Wdg. | CuL | 0,4 | 5,5 Ø x 10 freitragend | L = ca. 1 µH |
| L21 | 4 x 9 Wdg. | CuLS | 0,2 | 4-filar-verdrillt | L = ca. 10 µH |
| L22 | Wie L 21 | ||||
| L23 | Zylinderferritdrossel | 4 Ø x 15 | L = 65 µH | ||
| L24 | 8 Wdg. | Ag | 1,2 x 0,05 | angezapft an der 2. Wdg. auf Ferrit-Ringkern | 10 Ø (Polier) F81 (s. Beschreibg.) |
| L25 | Zylinderdrossel | 4Ø x 15 | L = 130 µH | ||
| L26 | 2x 10 Wdg. | CuLS | 0,2 | bifilar-verdrillt | L = ca. 12 µH auf Ferrit-Ringkern 10 Ø (Polier) F81 |
| L27 | Wie L26 | ||||
| L28 | HF-Drossel Topfkern | 13 Ø x 11 | AL 100 F1001 | ||
| L29 | HF-Drossel Topfkern | 25 Ø x 20 | AL 100 F1001 | ||
| L30 | Wie L29 | ||||
| L31 | 2000 Wdg. | CuL | 0,18 | 90 Ω | |
| L32 | 3000 Wdg. | CuL | 0,18 | 180 Ω | auf L31 (s. Beschreibung) |
| D1 | BB 105G | U 1 | 7805 |
| D2 | BZX 97/C8V2 | U 2 | 74S 112 |
| D3-6 | AAZ 14 Tfk oder AAY 37 | U 3 | 74 90 oder 74 LS 90 |
| D7-10 | Wie D3-6 | U 4 | 74 192 oder 74 LS 192 |
| D Matrix | 32 x AAY37 | U 5 | 74 192 oder 74 LS 192 |
| U 6 | MC 4044 P |
| UE(S)V | UB(G)V | UK(D)V | |||
| T1 | BF245B | 1,5 | (-) | 8,1 | |
| T2 | BF215 | 1,0 | 1,6 | 9,0 | Sescosem |
| T3 | BF521 | 0,9 | 1,1 | 11,5 | |
| T4 | BF215 | 0 | (-) | 11,5 | |
| T5 | BF180 | 1,7 | 2,4 | 115 | |
| T6 | BF215 | 0,7 | 1,4 | 11,4 | |
| T7 | BF215 | 0,9 | 1,6 | 11,0 | |
| T8 | BF215 | 0 | 0,8 | 1,2 | |
| T9 | 2N2222A | 1,3 | 1,8 | 10,0 | |
| T10 | BF246A | 4,1 | (-) | 11,4 | |
| T11 | 2N2222A | 0,6 | 1,3 | 10,7 | besser BF 246B |
| T12 | 2N2222A | 0,8 | 1,4 | 11,0 | |
| T13 | BC109 | 0,9 | (-) | 10,5 | |
| T14 | BC109 | 1,4 | 2,0 | 7,5 | |
| T15 | BC109 | 0 | 0,7 | 1,2 | |
| T16 | BC109 | 5,0 | |||
| T17 | BC211 | 1,9 | 2,5 | 7,9 | Sescosem |
Schaltungsbeschreibung
Den VFO bilden der Abstimmoszillator mit T1 und T2, der Quarzos-Ozillator X 1= 43 MHz, T3 und T4, der Mischer D3-6 sowie der Bandfilterverstärker mit T5 und T6. Den Schwingkreis des Abstimmoszillators bildet L1, der Drehkondensator sowie die Festkondensatoren zur Temperaturkompensation und Skalenlinearisierung sowie der FET T1. Die Diode D1 dient zur RIT-Nachstimmung. Die lose angokoppolte Trennstufe liefert an den VFO-Mlschereingang ein konstantes Ausgangssignal im Frequenzbereich 8 MHz - 7 MHz (8,05 MHz-6,95 MHz wegen der Bereichsüberlappung). Der Quarzoszillator mit Oberwellenquarz schwingt auf 43 MHz. T4 verdoppelt die Frequenz, und das unterkritisch gekoppelte Bandfilter siebt die benötigte Frequenz 86 MHz aus. Das Ausgangssignal erscheint symmetrisch an der VFO-Mischerdiagonale. Der Bandfilterverstärker T5 in Basisschaltung und Nachverstärker T6 sind durch leicht überkritisch gekoppelte Bandfilter unterteilt, wobei beide Bandfilter zwei Höcker 78 MHz und 79 MHz aufweisen, der Ausgangskreis nach T6 füllt die Einbuchtung zwischen den Höckern aus. An der Regelmischerdiagonale erscheint ein symmetrisch gegen Masse Ausgangssignal mit konstantem Pegel zwischen 78 MHz und 79 MHz, steil abfallend schon ab 77,5 MHz und 79,5 MHz (Abb. 6).
Abb. 6. Magnetisch gesteuerte Induktivitat
Das Kernstück der ganzen Schaltung bildet der Hauptoszillator 9 MHz-39 MHz mit der magnetisch gesteuerten Induktivität L24, den über Schalter S1 parallelgeschalteten Schwingkreiskapazitäten, sowie der steile FET T10. Wie schon in(4) beschrieben, ist die )szillatorschwingspule auf einem Ferrit-Ringkern 10 Ø x 6 Ø x 4 mm. F81 (Polfer) gewickelt. Sie besteht aus 8 Windungen Silberfolienband 1,2 x 0,05 mm, mit Anzapfung an der zweiten Windung, gesehen vom kalten" Ende der Spule. Dieser bewickelte Ringkern ist zwischen zwei gleiche Ringkerne straff zusammengeklebt, wobei die drei Anschlüsse durch die Mittelöffnung herausgeführt sind. Dieses Gebilde wurde in ein Joch eingebettet, bestehend aus einem verlängerten Schalen- oder Topfkern. Ein Ferrit-Topfkern 35 Ø x 22 mm. F1001 ohne Luftspalt wurde auseinander geschoben, der innere Mittelschaft einer der Topfkernhälften wurde um 11 mm verlängert, idem auf diesen Schaft ein solcher einer weiteren abgeschliffenen Topfkernhälfte mit Epoxyharz fast stoßstellenfrei axial aufgeklebt wurde. Zwischen das so verlängerte Topfkernjoch wurde das 3Ringkerngebilde eng eingesetzt, wobei die überbrückung des magnetischen Außenkreises durch einen Weicheisenring 35Ø x 30Ø x 23 mm gebildet wird. Sämtliche Luftspalte sind so eng wie nur möglich zu gestalten, die einzigen absichtlichen Luftspalte sind die zwischen den drei Ringkernen, von der Breite der Silberfoliendicke, also 2 x 0,05 mm. über das verlängerte Topfkernjoch wird ein Permalloy oder Mumetall-Blechring geschoben zwecks Abschirmung gegen fremde magnetische Felder. Dann wird es mit zwei Weicheisen-Blechwinkeln sowie 4 Gewindebolzen vorsichtig zusammengeschraubt. Den Hohlraum im Innern des Topfkernjoches füllt eine lange Erregerspule mit 2 Wicklungen 2000 und 3000 Windungen, durch die der magnetfelderregende Steuerstrom durchfließt. Dieser Steuerstrom im Bereich 10-40 mA erzeugt eine fast lineare Induktivitätsänderung von L24 zwischen 2-1 µH. Die Spulengüte beträgt bei 2 µH ca. 80, erhöht sich bei kleiner werdender Induktivität bis ca. 140 (Q-Meter Meßfrequenz 14,6 MHz). Das Ausgangssignal an der Anzapfung der Spule L24 beträgt ca. 1,2 V.
Dieses Signal wird lose angekoppelt an die Trennverstärker TV-1 für den Empfänger-Schottky-Ringmischer und TV-2 für den Regelkreis. Das RC-Gebilde am Eingang von TV-1 dient zur Pegelkorrektur des Frequenzganges des L.O.-Hauptausganges. Der Trennverstärker TV-2 ist 2stufig, die erste Stufe ist im dicht abgeschirmten Teil des Hauptoszillators untergebracht, die zweite Stufe im abgeschirmten Teil des Regelkreises. Es ist nützlich, jede der beiden Trennstufen innerhalb der Abschirmbox noch zusätzlich gegen die restliche Elektronik leicht abzuschirmen. Am Ausgang von TV-2 an L21 wird ein gegen Masse symmetrisches Signal gemessen, pegelgleich im Bereich 9 MHz-39 MHz.
Als Mischprodukt der L.O.-Ausgangsfrequenz und der VFO-Frequenz entsteht im Regelmischer eine Zwischenfrequenz. Dieses Zwischenfrequenzsignal wird im Verstärker T7 auf höheren Pegel gebracht. Zuvor aber durchläuft es einen Tiefpaß L17 mit zugeschalteten Kapazitäten. Ein L19-C-Kreis im Emitter von T7 bewirkt eine tiefe Einbuchtung des Frequenzganges bei 78,5 MHz. T8 macht das am Meßpunkt (N) anstehende Signal 69 MHz-40 MHz TTL-gerecht und führt es zum Eingang des U2-4/1-Schottky-Teilers. Ein weiterer Teiler U3B 5/1 liefert am Ausgang den Frequenzbereich 3,45 MHz bis 2,00 MHz. Es folgt eine 2stufige programmierbare Teilerkette U4 und U5, die zusammen mit den Diodenmatrix M1 und M2 sowie S2 und S3 die Frequenzteilung lösen.
Ein programmierbarer dekadischer Frequenzteiler 74 LS 192 besitzt 4 Stelleingänge, die im binären BCD-Kode mit L = 0 oder H =1 Signalen belegt werden, um die gewünschte dekadische Frequenzteilung zu erreichen:
| D | C | B | A | |
|---|---|---|---|---|
| 0 | L | L | L | L |
| 1 | L | L | L | H |
| 2 | L | L | H | L |
| 3 | L | L | H | H |
| 4 | L | H | L | L |
| 5 | L | H | L | H |
| 6 | L | H | H | L |
| 7 | L | H | H | H |
| 8 | H | L | L | L |
| 9 | H | L | L | H |
Laut diesem Kode wird die Matrix mit Dioden so beschaltet, daß eine einzige Schaltebene die 4 Stelleingänge des programmierbaren Teilers entsprechend auf L- oder H-Potential bringt. An alle 4 Steileingänge ist über 1-k-Widerstände +5 Volt, also H-potential gelegt. Der Stufenschalter bringt über die Dioden der Matrix die gewünschten Stelleingänge A, B, C, D, auf Massepotential, also L-Potential.
Und noch eine überlegung: Das zwischenfrequente Teilerkettensignal entsteht aus der Subtraktion der VFO-Frequenz minus L.O.Frequenz.
FZF = FVFO - FLO
Es ist also invertiert zur L.O.-Frequenz. Das bedeutet, daß bei kleiner L.O.-Frequenz die ZF-Frequenz höher liegt und umgekehrt.
Abb. 7. Tellerkette mit Programmiermatrix
Auf Abb. 7 sind die 30 Stufen der Schalterebenen S1, S2, S3 von 0 MHz-29 MHz beschriftet, was dem Empfänger-Eingangsfrequenzbereichen entspricht. "0" MHz bedeutet aber 9 MHz der L.O.-Frequenz und 69 MHz der ZF-Frequenz.
78 MHz- 9MHz = 69MHz
78 MHz - 10 MHz = 68 MHz
......
78 MHz - 38 MHz = 40 MHz.
Für den ersten Fall muß die Teilerkette die ZF durch 69 teilen, also Zehnerteiler durch 6 und Einerteiler durch 9. Für den zweiten Bereich Zehnerteiler wieder durch 6 und Einerteiler durch 8 usw., bis Zehnerteiler durch 4 und Einerteiler durch "0" = 10. Die gemeinsame Drehachse der Schalter S1-3 bewirkt zugleich die Umschaltung der Parallelkapazitäten zur L24 des magnetisch gesteuerten Hauptoszillators. Weil 30stellige Raststufenschalter sehr schwer zu erwerben sind, besteht die Möglichkeit, den Einerschalter mit dem Zehnerschalter über eine Malteserkreuz-übersetzung zu verkoppeln. Hier könnte man die 30 Positionen mit 10stelligen Schaltern bewältigen. Falls nur die Amateurbänder gefordert werden, genügt ein normaler 10stelliger Schalter, wobei die Schalterebenen etwas abgeändert mit Matrix 1 und 2 verbunden werden.
Das programmgeteilte Ausgangssignal des Zehnerteilers U5, nominell 50 kHz am Meßpunkt (S), führt zum Signaleingang des Phasendiskriminators U6. Das Referenzsignal wird im T13 und Quarz X2 = 100 kHz gewonnen. Es folgt eine Trennstufe T14 und eine Formerstufe T15. Im U3A-2/1-Teiler wird das Signal auf 50 kHz gebracht und zum (R) Eingang des Phasendiskriminators U6 geführt. Der entsprechend beschaltete Phasendiskriminator liefert am Ausgang eine Fehlerspannung im Bereich 0,95-4,7 V, bel F(s) > F(R) ist die Fehlerspannung klein, bei F(s) < F(R) ist die Fehlerspannung groß.
Der fast lineare sehr steile übergang von 0,95-4,7 V tritt bei sehr schmalem Frequenzbereich ein. Diese Fehlerspannung ist mit schmalen 50-kHz-Impulsen überlagert, muß also im Tiefpaß L29, L30 + C von den Impulsen befreit werden. Danach wird die Fehlerspannung der Basis des Regelverstärkers T17 zugeführt, der die magnetische Steuerung der Oszillatorinduktivität L24 beeinflußt. Somit wurde die Regelschleife geschlossen, und die Ausgangsfrequenz des Lokaloszillators rastet ein, abhängig von der Schalterstellung S1-S3 und Feinabstimmung mit dem Drehkondensator im Abstimmoszillator.
Aufbau
Wie schon erwähnt, muß der Local-Oszillator in einer nach außen gut abgeschirmten Metallbox untergebracht werden mit einer HF-dichten Trennwand zwischen Hauptoszillatorteil und Regelteil. Die Elektronik sollte auf zweiseitig kaschierten Printplatten aufgebaut werden, wobei von der Bauelementenseite die Kupferschicht ein Vollflächen-Massepotential bilden sollte. Der Hauptoszillator mit der magnetisch gesteuerten Induktivität, Schalter S1, T10 und weitere Bauelemente sollten mechanisch äußerst stabil und vibrationsfrei aufgebaut sein. Als Drehkondensator im Abstimmoszillator sollte ein mechanisch sehr stabiles Modell Anwendung finden, um möglichen "Gong-Effekten" beim Anklopfen des Kondensators vorzubeugen. Eine Abstimmuntersetzung mit verspannten Zahnrädern sei als selbstverständlich anzusehen. Der Local-Oszillator als Ganzes sollte abseits vom Netztransformator plaziert werden.
Inbetriebnahme
Benötigte Meßinstrumente:
- Digitaler Frequenzmesser bis 100 MHz
- Meßsender bis 100 MHz
- HF-Diodenvoltmeter 0,1-10 V
- Elektronstrahloszilloskop 0-10 MHz
- Vielbereichmeßgerät 20kΩ/V
- HF-Millivoltmeter 1 mV-10 V
- HF-Wobbler zur Bandfilterabstimmung ö.
- Zweistrahloszilloskop impulstüchtig
Gesamtstrombedarf 12,0 V, 400 mA.
| A | 220 mV | 8 - 7 MHz |
| B | 800 mV | 43 MHz |
| C | 500 mV | 86 MHz |
| D | 500 mV | 86 MHz |
| E | 70 mV | 78-79 MHz |
| F | 120 mV | 78-79 MHz |
| G | 600 mV | 78-79 MHz |
| H | 600 mV | 78-79 MHz |
| I | ca. 1200 mV | 9-39 MHz |
| J | 350 mV | 9-39 MHz |
| K | 220 mV | 9-39 MHz |
| L | 120 mV | 9-39 MHz |
| M | 120 mV | 9-39 MHz |
| N | 250 mV | 69-40 MHz |
| 0 | 3000 mVpp | 69-40 MHz |
| P | 3500 mVpp | 100 kHz |
| R | 3500 mVpp | 50 kHz |
| S | 3500 mVpp | 50 kHz |
| T | 0,95-4,7 V | = |
Vor Beginn der HF-Messungen sollten die Gleichspannungen an den Transistoren und IC-Anschlüssen gemessen werden.
Als erster wird der Hauptoszillator 9 MHz-39 MHz getestet. An Stelle der Fehlerspannung an Basis T17 wird 2,5 V aus einem außenspannungsteiler angelegt. Die HF-Spannung an den Meßpunkten (I), (J), (K), (L), (M) wird mit dem HF-Diodenvoltmeter gemessen. Beim Durchschalten von S1 wird die Frequenz nur überschlägig beurteilt. Danach wird der Ausgangspegel des Abstimmoszillators am Meßpunkt (A) auf gleiche Weise gemessen, aber mit genauer Frequenzkontrolle und eventuell durch änderung der L1 beschaltenden Kondensatoren nachgestimmt. Der Quarzoszillator mit Verdoppler wird auf maximalen Pegel abgestimmt, abgelesen an den Meßpunkten (C) und (D). Der VFO-Bandfilterverstärker wird zuerst jedes Bandfilter einzeln abgestimmt, am Ende wird der Frequenzgang eventuell noch etwas nachgestimmt, abgelesen mit HF-Diodenvolt"leter oder HF-Millivoltmeter an den Meßpunkten (G) und (H). Es sollte unbedingt die Flankensteilheit des ganzen Bandfilterverstärkers abseits 78 MHz und 79 MHz gemessen werden. Bei 86 MHz muß eine Dämpfung gegenüber dem Nutzsignal 50 dB betragen.
Auch mit dem Meßsender oder Wobbler wird der ZF-Teilerkettenverstärker durchgemessen, wobei von 40 MHz-69 MHz konstanter Pegel sein soll. Über 69 MHz hinaus soll der Pegel steil abfallen und ein Dämpfungspol bei 78,5 MHz aufweisen, eventuelle Korrektur durch Verformung der L17 und L19. Jetzt wird das VFO-Signal und LO-Signal wieder an den Regelmischer angelegt und am Kontrollpunkt (N) der Pegel und Frequenz des ZF-Signals gemessen, der Einfluß des Abstimmoszillators als auch die Auswirkung der L.O.-Frequenzbereichsumschaltung durch S1 kontrolliert. Am Ausgang 11 vom U3B sollten dieselben Frequenzen erscheinen wie am Meßpunkt (N), jedoch geteilt durch 20.
Die Funktionstüchtigkeit der Teilerkette wird mit dem Frequenzmesser oder Impulsoszilloskop mit kapazitätsarmen Eingang am Meßpunkt (S) gemessen.
Der Abgleich des Referenzsozillators mit Teiler 2/1 ist konventionell. Am Meßpunkt (R) soll ein 50-kHz-Rechtecksignal anstehen.
Nach all dieser Abgleichtätigkeit wird das Ausgangssignal von U6 über das Tiefpaßfilter an die Basis von T17 angeschlossen, und alles zusammen sollte funktionieren.
Jetzt kann der verbesserte Feinabgleich durchgeführt werden, zusammen mit den Langzeitmessungen der Ausgangssignal-Parameter. Temperaturverhalten, Kontrolle aller Frequenzbereiche und Feinabstimmung mit Bereichsüberlappung, Oberwellengehalt und Rauschverhalten. In Ermangelung eines zuverlässigen SeitenbandRauschmeßgerätesatzes wurden Vergleichsmessungen du rchgeführt, bei denen bei 29 MHz der getestete PLL-Local-Oszillator durch einen nach(3) aufgebauten freischwingenden LC-Generator ersetzt wurde und das Rauschen auch nach(3) am zuverlässigen KW-Empfänger relativ beurteilt wurde. Dieser Test brachte einen kaum wahrnehmbaren Unterschied zwischen PLL-Oszillator und Testoszillator.
Schlußerwägungen
Der PLL-Local-Oszillator mit magnetisch gesteuerter Induktivität wurde mit einem Eingangsteil nach(1) mit Preselektor als auch 9MHz-ZF-Verstärker im normalen Empfangsbetrieb einige Monate getestet und arbeitete zur vollen Zufriedenheit. Der ganze Empfangsfrequenzbereich ist frei von Pfeifstellen. Die Langzeitfrequenzstabilitat des Local-Oszillators ist hervorragend, auch die Reproduzierbarkeit der Frequenzeinstellung. Obwohl der Oberwellengehalt beim obligatorischen Preselektor bedeutungslos ist, sollte man versuchen, den Abstand um weitere 10 dB zu senken. Auch SBN-Messungen sollten nach Möglichkeit auf klassische Art durchgeführt werden. Die thermische und zeitlich lange Frequenzstabilität könnte mit etwas Ausdauer auch noch verbessert werden.
Literatur
- Empfängereingangsteil mit großem Dynamikbereich. M. Martin, cq-DL 6/75.
- Verbesserung des Dynamikbereichs von Empfängereingangsteilen. M. Martin, cq-DL 2/82.
- Rauscharmer Oszillator für ein Empfängereingangsteil mit großem Dynamikbereich. M. Martin, cq-DL 12/76.
- PLL-VFO mit magnetisch gesteuerten Induktivität. G. P. Kaniut, cq-DL 4/82.
SP9RG, Ginter Pawel Kaniut.