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Empfängereingangsstufen mit Röhren und Transistoren

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Dieser Beitrag soll die Vorteile aufzeigen, die moderne Halbleiterschaltungen gegenüber Röhrenschaltungen haben. Gleichzeitig werden aber auch einige Schwachpunkte genannt, die mehr auf die Schaltungauslegung als auf technologische Gegebenheiten zurückzuführen sind. Zum Beispiel hätte man vor 30 Jahren sicher bessere Mischer bauen können, als dann tatsächlich in Empfängern verwirklicht wurden.

Der rasante Fortschritt in der Halbleitertechnologie gestattete die Entwicklung von Transistoren, die bis weit in den Millimeterbereich hinein arbeiten. Die Verbesserung der Rauschzahl und der Empfindlichkeit sind dramatisch. Dies zeigt ein Vergleich mit technischen Daten der 60er Jahre, als Röhren vom Typ 6CW4 und 417A benutzt wurden, um VHF-und UHF-Empfänger zu hauen. Allerdings hört man gelegentlich Zweifel, ob der effektive dynamische Bereich wirklich verbessert wurde, also das Verhältnis des maximalen Eingangspegels in der Nähe des 1-dB-Kompressionspunktes zum Rauschpegel.

Simulation im Rechner

Früher mußten die Schaltungen erst aufgebaut werden, um sie dann zu testen. Heutige Verfahren erlauben es, Fallstudien durchzuführen. Da Vorverstärker und Mischer die Leistung eines Empfangssystems wesentlich bestimmen, müssen folgende Modellierungsmöglichkeiten gegeben sein:

1. Modellierung der Rauschzahl rauscharmer Verstärker
2. Modellierung des lntercept-Punktes 3. Ordnung der Verstärker
3. Modellierung der Durchgangsverstärkung bzw. des Verlustes von Mischern, einschließlich der Rauschzahl
4. Vorhersage des Phasenrauschens eines Oszillators.

Aus historischen Gründen habe ich mich entschlossen, Vakuumröhren in die Untersuchung mit einzubeziehen, um für die Simulation der Rauschzahlen gleiche Bezüge herzustellen. Tabelle 1 zeigt die notwendigen Gleichungen, um die Rauschparameter für den Bipolar-transistor, die Röhre und den Feldeffekt-Transistor berechnen zu können.

Modellierung des Rauschens

Bild 1: Schaltung eines rauschenden Vierpols in Y- und Z-Matrix-Form

Bild 1 zeigt das Ersatzschaltbild eines rauschenden 2-Tors. Die Gleichungen für dieses lineare 2-Tor sind unabhängig von der internen Schaltung, lediglich die aktuellen Koeffizienten der Gleichungen werden von den Schaltungsparametern bestimmt.

In den letzten Jahren wurden zur Beschreibung der Rauschgleichungen die Z-Parameter, Y-Parameter und heutzutage die S-Parameter herangezogen. Moderne Meßinstrumente verwenden 50 Ω als Referenz und sind exakt abgeschlossen. In den 60er Jahren wurden Z-Parameter verwendet. Bei höheren Frequenzen gibt es allerdings keine "offenen" Schaltungen, dies liegt an den vorhandenen Streukapazitäten.

Von 1965 bis 1970 wurden die sogenannten Y-Parameter verwendet, die einen Kurzschluß am Ausgang erfordern. Bei höheren Frequenzen existieren wiederum Kurzschlüsse nicht. Moderne übertragungsleitungen in Mikrostrip-Technologie mit exakten 50-Ω-Abschlüssen erlauben die Verwendung von S-Parametern bis zu Frequenzen von 100 GHz. Eine detaillierte mathematische Ableitung dazu kann in (1) nachgelesen werden.

Die modernen CAD-Programme, wie Super Compact/Microwave Harmonica, verwenden Meßwerte für F_min, G_opt, R_n bei einer Frequenz, z. B. 10 GHz, und berechnen dann mit Hilfe von Entfaltungsverfahren das Rauschverhalten in einemgrößeren Frequenzbereich. Dazu wird ein Satz linearer Gleichungen im Frequenzbereich von wenigen 100 MHz bis zu der Grenzfrequenz gelöst. Sie wiederum wird bestimmt von der Gültigkeit der Ersatzschaltung des betreffenden Bauteils.

Typische Werte für R, P und C sind:

• R=0,1...1
• P=0,2...3
• C=0,0...1

In vielen Fällen kann C gleich 0 gesetzt werden, R gleich 0,1 und P proportional zu I_d/I_dss (2). Zur Berechnung der Rauschzahl wird dann F_min, G_opt und R_n herangezogen. Nun kann der Rauschfaktor bestimmt werden:

Der Rauschfaktor ist eine Funktion von verschiedenen Parametern. Die optimale Impedanz für die niedrigste Rauschzahl kann bestimmtwerden, indem F minimiert wird in bezug auf den komplexen Generatorwiderstand. Danach erhält man

und

Um zwischen optimalem Rauschen und optimaler Leistung unterscheiden zu können, wird der Index "On" verwendet anstatt der geläufigeren Abkürzung "opt". Wir sehen nun, daß die optimalen Bedingungen für eine minimale Rauschzahl nicht konjungiert-komplexe Leistungsanpassung am Eingang ist, da nicht nur das thermische Rauschen des Eingangs zu berücksichtigen ist, sondern auch andere Rauschquellen vorhanden sind. Der optimale GeneratorLeitwert-X_cor, minimiert den Rauschbeitrag der beiden Rauschquellen.

Um S-Parameterzu erhalten, werden die Gleichungen umgeformt.

Aus der Definition des Reflexionskoeffizienten folgt:

Der bezogene Vergleichswiderstand:

Das Rauschverhalten eines beliebigen linearen 2-Tors kann nun berechnet werden, wenn die Werte für vier Rausch parameter F_min, r_n = R_n/50 und T_on bekannt sind.

Der Faktor 3,2 in der Gleichung für R_n (Ersatzrauschwiderstand) für Röhren hängt von der Kathodentemperatur ab. Dieser Faktor gilt nur für Trioden. Bei Pentoden und Röhren mit einer größeren Anzahl von Gittern variiert der Wert zwischen 5 und 7. Bei hohen Frequenzen resultiert das Rauschen entweder von thermischen Beiträgen oder vom Schottkyrauschen.

Der sogenannte Ers rauschwiderstand bestimmt die minim e Rauschzahl bei niedrigen Frequenzen, aber jenseitsdes Flicker-Rauschensoder anderer oberflächenabhängiger Beiträge. In seiner einfachsten Form lautet der Rauschfaktor F = 1 + R_n/R_g.

R_n bezeichnet den Ersatzrauschwiderstand, und /R_g bezeichnet die Generatorimpedanz. Je niedriger /R_n ist, desto niedriger wird die minimale Rauschzahl. Bei höheren Frequenzen beginnen parasitäre Kapazitäten ihren Beitrag zu leisten, besonders die Eingangskapazität und Rückkopplungskapazität. Der Rückkopplungs- und Eingangsleitwert bestimmen das Rauschverhaltep zwischen dem Johnsonrauschen (thermischen Rauschen) und dem Schottkyrauschen. Das Schottkyrauschen wird bestimmt durch die Emission des Bauteils und ist gleich 2 IQ, wobei I der Sättigungsstrom und Q die Ladung eines Elektrons ist.

Zwei Folgerungen möglich

Die Korrelationskoeffizienten nach Größe und Phase sind die Kombination der Fluktuationen beider Rauschquellen. Aus dieser Herleitung sind sofort zwei Folgerungen möglich: 1. Schaltungen mit höherer Verstärkung und höherer Steilheit haben geringeres Rauschen, Schaltungen mit geringer Eingangskapazität haben geringeres Rauschen. 2. jede Art von parasitären Einflüssen, die unerwünschte Rückkopplungen verursachen, entweder kapazitiver oder induktiver Art, beeinflussen das Rauschen. Deshalb ist es möglich, das Rauschen bei bestimmten Frequenzen zu kompensieren und eine Rauschgegenkopplung anzuwenden. Es müssen also gleichzeitig der Arbeitspunkt für die beste Verstärkung und für geringstes Rauschen gefunden werden. Niedriges Rauschen setzt einen Arbeitspunkt mit linearer Charakteristik voraus, berücksichtigt allerdings nicht die Probleme des Großsignalverhaltens. Ein Oszillatoroder Mischer ist ein Hybrid in dem Sinne, daß ein aktives Bauteil mit hohem Wechselstrom oder Wechselspannungsänderung "gepumpt" wird.

Nichtlineare Parameter ändern sich dabei als Funktion des eingespeisten Pegels. Bei einem Mischer "pumpt" ein externer Oszillator und schaltet das nicht lineare Bauteil an und aus. Dabei entsteht die Mischung verschiedener Frequenzen. Diese Art der Mischung wird alSlineare Mischung bezeichnet, da es Ziel ist, das aktive Bauteil ein- bzw. auszuschalten.

Da die Bauteile nicht ideal sind, entstehen Beeinflussungen der beiden Zustände, besonders in den übergangsphasen.

Im durchgeschalteten Zustand wird insbesondere Gn, durch Stromänderungen vermindert. Im nichtleitenden Zustand werden Modulationen hervorgerufen, da sich mit großen Spannungsänderungen die dynamische Kapazität ändert. Bei einem Oszillator arbeitet das aktive Bauteil im Bereich des negativen Widerstandes und schwingt auf der Resonanzfrequenz. Die Signalreinheit hängt ab vom Beitrag des Flickerrauschens und wird insbesondere vom AM und PM beeinflußt.

Schaltungsanalyse

Bild 2:

Wie zuvor angekündigt, betrachten wir zunächst einige Röhrenkonverter der Vergangenheit. Diese Röhrenkonverter verwendeten Röhren des Typs 6CW4 oder 417A. Bild 2 zeigt das Schaltungsdiagramm des sehr populären AmecoKonverters, und Bild 3 zeigt den weitverbreiteten 417A-2-Meter-Konverter. Diese Röhrenkonverter werden untersucht, um die Modellierungs- und Meßergebnisse vergleichen zu können.

Bild 3: Schaltungsdiagramm des 417A-2-Meter-Konverters

Tabelle 2 zeigt das Verhalten bei kleinen und großen Signalen und vergleicht die Meßwerte mit der Simulation des Programmpakets Compact-Software Microwave Harmonica. Dann werden in der Schaltung des 6CW4-Konverters die Röhren durch Bipolartransistoren ersetzt. Anschließend werden MOS-Transistoren und schließlich GaAs-FETs eingesetzt.

Tabelle 2

	Ameco		417A		BIP-Caskode		MOS-FET		GaAs-FET
	gemessen	errechnet	gemessen	errechnet	gemessen	errechnet	gemessen	errechnet	gemessen	errechnet
Pc	20 dB	21 dB	20 dB	21 dB	20 dB	22 dB	20 dB	21 dB	20 dB	21 dB
NF	4 dB	3,8 dB	1,6 dB	1,7 dB	0,8 dB	0,79 dB	0,7 dB	0,79 dB	0,4 dB	0,42 dB
IP3	0 dBm	1 dBm	5 dBm	5,5 dBm	7 dBm	5,5 dBm	10 dBm	11 dBm	10 dBm	10,5 dBm
	Röhrenmischer		Röhrenmischer		Dioden-Ring + 20 dBm		Dioden-Ring + 20 dBm		Dioden-Ring + 20 dBm
Q	-4	-2,8	1,4	3,8	6,2	5,71	9,3	10,35	9,6	10,08
Q = Gütefaktor = IP3 - NF

Die Diagramme in Bild 4 bis 8 zeigen die Ergebnisse der Simulation für die verschiedenen Bauelemente. Parameter ist die Stromeinstellung für die Neutralisation. Die Unterschiede in der Rauschanpassung für die Röhre 6CW4 sind erheblich und ergeben sehr unterschiedliche Verstärkungen.

Bild 4: Simulation der minimalen Rauschzahl; Rauschzahl und Verstärkung als Funktion der Eingangsanpassung. Fürdie Röhre 417 A ist per Definition F,,,;,, unabhängig von der Anpassung

Bild 5: Simulation der minimalen Rauschzahl; Rauschzahl und Verstärkung der VHF-Röhre 6CW4. Aufgrund der starken Rückkopplung ohne Neutralisation ist eine erhebliche Abhängigkeit der Rauschzahl und Verstärkung von der Eingangsanpassung zu erkennen

Bild 6: Simulation der minimalen Rauschzahl; Rauschzahl und Verstärkung einer bipolaren Kaskodenstufe. Die prozentuale änderung der Rauschzahl ist wegen der hohen Rückwärtsisolation sehr klein. Dies ist allen Kaskodenschaltungen gemeinsam

Bild 7: Simulation minimaler Rauschzahl; Rauschzahl und Verstärkung eines Dualgate-MOSFET-Stufe. Diese Schaltung reagiert sehr empfindlich auf änderungen der Eingangsanpassung bei gleichzeitiger Einwirkung auf Rauschzahl und Verstärkung

Bild 8: Simulation minimaler Rauschzahl; Rauschzahl und Verstärkung als Funktion der Eingangsanpassung. Dualgate-MESFETs sind unempfindlich auf Anderungen der Anpassung

In einer Kaskodenschaltung mit Siemens-Bipolartransistoren erhält man die bis dahin niedrigste Rauschzahl (etwa 0,76 dB) bei höchster Verstärkung und der kleinsten Gegenkopplung. Grund dafür ist die hohe Rückwärtsisolation. Wird die bipolare Kaskode durch einen Dualgate-MOSFET ersetzt, so verändert sich die Rauschzahl kaum, aber man erkennt an den Kurven, daß die Selektivität stark verbessert wird. Bei gleicher Rauschzahl ist deshalb die Unterdrückung von Störungen sehr viel größer. Beim Einsatz eines GaAs-FETs sollte eigentlich die kleinste Rauschzahl von ca. 0,2 dB erzielt werden. Wegen der Anpassungsverluste am Eingang wurde sie nicht ganz erreicht. (Tabelle 2)

Für die BIP- und FET-Version wurde ein Hochstromringmischer verwendet. Die Grenzen dieser Schaltungsvarianten werden bestimmt von

1. dem IP3 des Ringmischers und
2. der Verstärkungsverteilung im System einschließlich der Anpassung.

Aus Gründen der Stabilität sind im VHF-Gebiet MOSFETs einfacher handzuhaben als GaAs-FETs. Aufschlugteich ist der Vergleich des besten Röhrenkonverters mit dem besten GaAs-FET-Konverter. Ersetzt man die Röhre durch einen GaAs-FET, so erreicht man eine Rauschzahl des gesamten Systems von ca. 1 dB gegenüber 1,6 dB mit der Rohre. Bild 9 und 10 zeigen diesen Vergleich. Da ein Konverter in der Regel aus Vorverstärker und Mischer besteht, betrachten wir nun das nichtlineare Verhalten des Mischers. Bild 11 zeigt den Phasenverlauf am Ausgang des aktiven Röhren' mischers. Die pflaumenartig geformte Kurve entsteht durch den abgestimmten LC-Kreis am Ausgang. Die Simulation des Diodenmischers (vier Hochstrom-dioden) zeigt Bild 12. Die unerwünschten Ausgangssignale sind niedriger als beim Röhrenmischer der Bild 11.

Bild 9: Rauschzahl und Verstärkung des 417A-Konverters. Minimale Rauschzahl und die berechnete Rauschzahl stimmen gut überein

Bild 10: Gesamtverstärkung und Rauschzahl der bipolaren und GaAs-FET-Version des Konverters. Aufgrund einiger Rückkopplungsphänomene zeigt die bipolare Version nicht das gleiche flache Leistungsverhalten wie der GaAsFET

Bild 11: Dynamisches Verhalten eines Röhrenmischers unter Verwendung eines modifizierten FET-Modells

Bild 12: Simulation des Ringmischers wie in Bild 14 gezeigt. Bemerkenswert ist die sehr große Unterdrückung der harmonischen Frequenzen aufgrund der sorgfältigen Symmetrierung

Analyse der Strom- und Spannungsverteilung

Bild 13: Simulation der Strom- und Spannungsverteilung in einer Diode eines Ringmischers. Der hohe Anteil harmonischer Frequenzen hebt sich wegen der Symmetrie der Schaltung gegenseitig auf (siehe Bild 12)

Bild 13 zeigt die Analyse der Strom- und Spannungsverteilung eines Signals innerhalb des Diodenmischers. Dieser Hochstrom-Doppel-Ringmischer CPL 206 von Synergy Microwave ist in Bild 14 gezeigt. Selbstverständlich hängt das Intermodulationsverhalten stark von der Ferritqualität, der exakten Anpassung der Transformatoren und natürlich von der Auswahl der Hochstromdioclen ab. Dieser Mischer erfordert Oszillatorleistungen von +17 dBm bis +23 dBm.

Bild 14: Schaltung eines Doppelringmischers. Wegen der einfachen Konstruktion der Transformatoren erreicht dieser Mischer wesentlich höhere Isolationswerte bei nur geringfügig höheren Bauteilekosten. Dieser Mischer hat das beste dynamische Verhalten

Praktische Schaltungen

Bild 15: Vereinfachtes Schaltungsdiagramm des Rohde & Schwarz-Empfängers EK07 aus dem Jahr 1960. Bemerkenswert ist die Zuführung der AGC-Spannung zum Mischer. Dabei wird ein hoher Interceptpunkt erzielt

Bild 15 zeigt das vereinfachte Schaltbild einer Röhreneingangsstufe mit einem zweifach abgestimmten Eingangsfilter, dem Vorverstärker und dem Triodenmischer. Weitere Trioden sind der Oszillator, der Treiber für den Mischer und die Ausgangsstufe. Es folgen der zweite Mischer und der zweite Treiber für die Oszillatorfrequenz. Ein System von Filtern für die verschiedenen Bandbreiten schließt sich an. Dieser aus dem Jahr 1960 stammende Schaltungsentwurf (Rohde & Schwarz EK07) hat einen Interceptpunkt von +30 dBm und realisiert eine Kombination von Hochfrequenzgegenkopplung und verteilter AGC.

Die Besonderheit dieser Schaltung zu der damaligen Zeit war die Steuerung des Mischers mit Hilfe der AGC-Spannung und die Linearisierung des Triodenmischersmit Hilfeeinergeeigneten HF-Gegenkopplung. Die entsprechende Schaltung(Orden VHF-/UHF-Bereich zeigt Bild 16 und 17.

Bild 16: Eingangsbandpaßfilter eines Ballempfängers

Bild 16 ist ein Bandpaßfilter für das FM-Rundfunkband. Es ist einem Empfänger mit großem Dynamikbereich vorgeschaltet. Die Schaltung stammt von einem Ballempfänger. Diese werden an entlegenen Standorten eingesetzt, um ihrerseits FM-Sender zu steuern. Solche FM-Sender haben Ausgangsleistungen von 10 kW und befinden sich in der Regel nur einige 100 m entfernt von der Empfangsstation. Derartige Empfänger müssen deshalb über einen extrem großen dynamischen Bereich verfügen.

Bild 17: Schaltungsdiagramm der Eingangsstufe eines Ballempfängers mit großem Dynamikbereich. Dem Eingangsfilter nach Bild 16 folgt ein Pindiodenabschwächer, um den Regelbereich zu vergrößern. Zwei Dual-Gate-MOSFETs in Parallelschaltung wurden gewählt, um die simultane Anpassung bezüglich Rauschen und Verstärkung zu erzielen. Jeder Transistor trägt zum Ausgangsstrom bei und erhöht dadurch den dynamischen Bereich um mindestens 3 dB bei einer zusätzlichen Verstärkung von 6 dB. Genügend Verstärkung ist vorgesehen, um die Verluste im folgenden Bandpaßfilter und im Ringmischer zu kompensieren

Der hier gezeigte Ballempfänger verwendet einen Pindiodenabschwächer in der Eingangsstufe zur automatischen Verstärkungsregelung und mehrere abgestimmte Kreise vor dem Mischer. Um den dynamischen Bereich des Vorverstärkers zu erhöhen, werden zwei FETs parallelgeschaltet. Hierdurch wird der Verlust der Bandpaßfilter zwischen Vorverstärker undMischerausgeglichen. Eine derart hohe Selektivität ist erforderlich, da in der nächsten Umgebung extrem hohe Feldstärken vorhanden sind. Der Mischer stammt aus der CPL-Familie von Synergy Microwave. Am Ausgang des Mischers befindet sich ein Diplexer und ein Verstärker in Basisschaltung mit 50-Ω-Abschluß. In derartiger Umgebung können nur Empfänger mit hervorragenden Eigenschaften wie z. B. einem Interceptpunkt von +23 dBm und einer Rauschzahl von 2 dB eingesetzt werden.

Studien mit CAD

Moderne CAD-Werkzeuge sind hervorragend geeignet, derartige Studien durchzuführen. Bild 18 zeigt den Bildschirm bei der CAD-Analyse des Klein-und Großsignalverhaltens einschließlich der Intermodulationsverzerrungen und der Strom- und Spannungsverteilung in den einzelnen Stufen.

Bild 18: Bildschirmdarstellung einer modernen Mikrowellen-Simulationssoftware, mit deren Hilfe lineare und nichtlineare Schaltkreisegleichzeitigsimuliert werden können. Gezeigt werden das Ausgangsspektrum wie auf einem Spektrumanalysator, die Nullmarke der beiden Eingangsfrequenzen am Ausgang, der erhöhte Spannungs- und Strompegel an verschiedenen Punkten des dreistufigen Verstärkers

Zusammenfassung

Ein Schwachpunkt in der Vergangenheit war das mangelnde Verständnis, wie gute Mischer zu konstruieren sind. Seit der Einführung der Röhre 417A waren Eingangsstufen mit niedrigem Rauschen bis zu 150 MHz verfügbar. Im Mikrowellenbereich stehen moderne GaAs-FETs zur Verfügung. Praxis und Simulationen derartiger Schaltungen mit modernen CAD-Werkzeugen stimmen gut überein und zeigen, daß solche Werkzeuge hervorragend geeignet sind, Vorhersagen zu erstellen.

Die wesentlichen Unterschiede zwischen der Schaltungstechnik mit Röhren und derjenigen mit bipolaren Transistoren/GaAs-FETs liegen in der Anpassung zwischen den Stufen und den Kompromissen bei der Selektivität, der Rauschzahl und den Verlusten.

Bedanken möchte ich mich bei den Funkamateuren, die mir Konverter für dieses Projekt zur Verfügung gestellt haben. Es sind dies: John Abbruscato, KC5GB; Martin Dew, K3RG; Martin Feeney, K7OYB; David Knepper, W3BJZ; Charles Lustick, K3HSS; Jacob Makhinson, N6NWP; John Pivnichny, N2DCH, und Earl Shinn, KSKAC. Ebenfalls möchte ich den Funkamateuren danken, die so bereitwillig Hilfe fürdieses Projekt angeboten haben, deren Konverter ich allerdings aus Zeitmangel nicht verwenden konnte.

Literatur

1. Vendelin, G.; PavioA. M.; Rohde, U. L.: Microwave Circuit Design Using Linear and Nonlinear Techniques. John & Sons, New York, New York, Januar 1990
2. Rohde, U. L.:Improved Noise Modeling of GaAsfETs, Part I and II: Using an Enhanced Equivalent Circuit Technique. In: Microwave Journal, November 1991 und Dezember 1991, S. 87-101 und 87-95

Zur Vertiefung wird empfohlen: Rohde, U. L.; Bucher, T. N. N.: Communications Receivers Principles & Design. McGraw-Hill Book Company, New York, New York, 1987

KA2WEU, DJ2LR, HB9AWE, Prof. Dr. Ulrich L. Rohde.