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Tipps und Tricks beim Endstufenbau (1)
Gute Linearendstufen sind im Vergleich zu modernen Transceivern teuer. Selbst Gebrauchtgeräte sind kaum unter € 1500 zu haben. Der Selbstbau einer HF-Leistungsendstufe lohnt auch heute noch, sofern man das richtige Konzept wählt.
Wenn man Gesprächen auf den Bändern über Endstufenprojekte zuhört, so erfährt man oft, dass der Anstoß für den Bau der PA eine zufällig erworbene Glasröhre aus den 50er Jahren war. Zusammen mit den auf Flohmärkten gekauften Vakuum-Drehkondensatoren etc. entstand eine "Saft- und Kraftendstufe", von der dem Erbauer oft außer der Ausgangsleistung keinerlei technische Daten bekannt sind. Das Resultat eines solchen, willkürlich aus unterschiedlichen Veröffenthchungen zusammengeschusterten Konzeptes, ist täglich auf den Bändern zu bewundern.
Bild 1: Gitter-Basis-Verstärker mit Π-Filter-Eingang
Linearität steht im Vordergrund
Neben der angestrebten Ausgangsleistung steht die Linearität einer Endstufe, d.h. die Intermodulationsfreiheit des Ausgangssignals im Vordergrund. Wegen der Nichtlinearitäten der Übertragungskennlinie der Röhre entstehen außer dem Nutzsignal links und rechts noch Störprodukte. Diese haben - wie aus der Empfängertechnik bekannt - die gleichen Mechanismen nach der Definition 2f1-f2, 2f2-fl (IM3), 3f1-2f2, 3f2-2f1 (IM5) usw. Liegen die so genannten Intermodulationsverzerrungen beispielsweise nur 20 dB unter dem Nutzsignal - was nicht ungewöhnlich ist -, haben benachbarte Stationen wenig Freude an ihrem QSO. Bei einein Signalpegel der Endstufe von 20 dB über S9, sind die IM-verzerrungen in den beiden Nachbarkanälen immer noch mit S9 zu hören.
Die erreichbare Linearität ist weitgehend von der Röhre abhängig. Deshalb sollte man nur Röhren verwenden, die vom Hersteller ausdröcklich für Linearbetrieb deklariert sind. Tabelle 1 zeigt einige der gebräuchlichsten Typen.
Alle aufgeführten Röhren sind in MetallKeramikausführung und benötigen Druckluftkühlung. Nur die 8874 ist kontaktgekühlt. Die Verwendung dieser Typen ermöglichen intermodulationsabstände von deutlich >35 dB bezogen auf einen Testton. Bezogen auf die PEP-Leistung sind es 6 dB mehr (>40 dB).
| Hertsteller | Type | Pa | Type | Ua |
|---|---|---|---|---|
| Eimac | 4CX1500B | 1500 W | Tetrode | 2900 V |
| Eimac | 4CX800A | 600 W | Tetrode | 2200 V |
| Eimac | 4Cx600J/A | 600 W | Tetrode | 2500 V |
| Eimac | 8874 | 400 W | Triode | 2200 V |
| Eimac | 3CX800A7 | 800 W | Triode | 2200 V |
| Eimac | 8877 | 1500 W | Triode | 3500 V |
| Svetlana | GU74B | 600 W | Tetrode | 2200 V |
| Svetlana | GU78B | 2500 W | Tetrode | 3000 V |
| Svetlana | GU31B | 1500 W | Triode | 3000 V |
| Siemens | YL 1050-57 | 1600 W | Tetrode | 3000 V |
| Siemens | RS 1072 C | 1600 W | Tetrode | 3300 V |
| Valvo | YL 1230-32 | 1500 W | Tetrode | 3000 V |
Vertraute Typen 3-50OZ, ...
Viele werden die altvertrauten Typen wie 4CX250, 4CX350 und 4CX1OOOA, 3-500Z und andere vermissen, zu denen im Laufe der vergangenen 40 Jahre dutzende von Baubeschreibungen veröffentlicht wurden. Es sind leider keine linearverstärker-Ausführungen. Für Linearverstärker-Röhren werden vom Hersteller verbindliche Linearitätsweite angegeben. Wenn man sich an die vorgeschriebenen Betriebsdaten hält, erreicht man diese auch in der Praxis. Viele der veröffentlichten Konzepte verwenden Kathodensteuerung (Gitter-Basis-Betrieb). Bei Trioden gibt es dazu auch kaum eine andere Alternative (Bild 1). Die Beliebtheit dieser Schaltung ist vor allem,darauf zurückzuführen, dass bei Trioden nur die Anodenspannung benötigt wird. Auch eine Neutralisation ist im Allgemeinen bei so genannten "High-µ-Trioden" nicht erforderlich.
Die ungefähre Eingangsimpedanz einer Gitter-Basis-Anordnung ergibt sich aus dem Kehrweit der Steilheit. Bei steilen Röhren kommt man auf Z-Werte um die 50 Ω. Her sollte man nicht in die Versuchung kommen, die Endstufe direkt anzusteuern. Die Röhre wird nur während der negativen Halbwelle ausgesteuert und ist sonst gesperrt. Es ergibt sich ein nichtlinearer dynamischer Eingangswiderstand, den auch der Automatiktuner des Transeeivers nicht ausgleichen kann.
Starke nichtlineare Verzenungen des Ausgangssignals wären die Folge und einer der Hauptvorteile der Gitter-Basis-Anordnung würde verschenkt werden. Hier hilft nur ein Tiefpassfilter mit einer Betriebsgüte (Q) von 3 ... 4, das durch seinen Schwungradeffekt die fehlende Halbwelle wieder herstellt und für eine gleichmäßige Eingangsimpedanz sorgt.
Kathodenkapazität angepasst
| Band | C1 | C2 | L |
|---|---|---|---|
| 160 m | 1796 pF | 1471 pF | 5,9 µH |
| 80 m | 911 pF | 746 pF | 3,0 µH |
| 40 m | 477 pf | 390 pF | 1,6 µH |
| 30 m | 360 pF | 290 pF | 1,1 µH |
| 20 m | 240 pF | 197 pF | 0,78 µH |
| 17 m | 170 pF | 145 pF | 0,63 µH |
| 15 m | 161 pF | 132 pF | 0,52 µH |
| 12 m | 152 pF | 122 pF | 0,43 µH |
| 10 m | 118 pF | 97 pF | 0,39 µH |
Tabelle 2 zeigt die mit (1) errechneten Bauteilewerte für Kathoden-Π-Filter für eine Impedanz von 110 Ω. Ck wurde mit Null eingegeben. Die Kathoden-Kapazität plus die Streukapazität muss von C2 subtrahiert werden. Die Kathodenkapazitt ist im Wesentlichen das Röhren-Eingangs-C und im Datenblat als Cin angegeben. Die exakte Anpassung muss durch Trimmen von L und Cs unter Volllast und unter Beobachtung des VSWRs ermittelt werden.
Der Steuerleistungsbedarf Pin errechnet sich aus dem quadrierten Effektivwert der Steueramplitude zur Eingangsimpedanz. Am Beispiel der Triode T510-1/3-500Z in (2) lässt sich errechnen:
Zin= Ûst / Îa = 125 V / 1,176 A = 106 Ω
Pin=Ueff2/Zin = 72 W
mit: Û = Spitzenwert der Steuerspannung
und Îa = Spitzenwert des Anodenstromes
Diese Leistung addiert sich zwar teilweise zur Ausgangsleistung, ändert aber nichts om der Tatsache, dass der Steuertransceiver bereits sehr weit ausgesteuert werden muss. Bei zwei parallelgeschalteten Rohren sind fast 145 W Steuerleistung zur Vollaussteuerung auf 1500 W Ausgangsleistung notwendig. Damit sind die meisten Standardtransceiver überfordert. Es zeigt sich, dass bei einem sinnvollen Endstufenkonzept die lineare Ausgangsleistung des Steuertransceivers/Senders berücksichtigt werden muss.
Wie Tabelle 3 zeigt, haben sich die Linearitätswerte der meisten Transceiver in den vergangenen 20 Jahren verschlechtert. Selbst teure Großtransceiver glänzen zwar mit dutzenden von Tasten und Drehknöpfen sowie Bedienmenüs in mehreren Ebenen, die Linearität des Senderteils ist dabei leider verkommen.
In unserem Beispiel wäre nur der TS-950SD in der Lage, eine Gitter-Basis-Endstufe mit zwei 3-500Z linear auszusteuern. Es empfiehlt sich also, ein Endstufenkonzept zu wählen, das dem vorhandenen Steuertransceiver angepasst ist. Die in der Aufstellung aufgeführten IM3/IM5-Werte beziehen sich auf einen der Doppeltöne und nicht auf PEP. Sofern vorhanden, wurde das 20-m-Ergebnis aufgeführt. Erfahrungsgemäß wird die Linearität meist besser, wenn man dem Transceiver nur 30 ... 50 % seiner Nominalleistung abverlangt.
Machbare Linearitätswerte
Der amerikanische Amateurfunkverband ARRL veröffentlichte 1997 in (3) die gemessenen Linearitätswerte von drei 1,5-kW-EndstLifen, die klar zeigen, dass mit modernen Tetroden (4CX8O0A/GU74B) und Trioden (3CX8O0A7) DAD3-Werte von -40 dB (-46 dB zu PEP) erreicht werden. Tabelle 4 zeigt, welchen Einfluss die Treiberverzerrungen auf das Gesamtergebnis haben. Um die traumhaften IMD-Werte der Endstufe von -40 dB nur um 0,8 dB zu verschlechtern, müsste der Treiber sagenhafte Werte von -60 dB aufweisen. Diesen Transceiver gibt es bis jetzt leider nicht.
Das ARRL-Testlabor verwendet daher auch eine Anordnung von zwei 140-W-Verstärkern, die jeweils mit einem diskreten Träger ausgesteuert und über einen 3-dB-Leistungscombiner die Testendstufe ansteuern (4). In der Praxis sind mit einem auf 30 W reduzierten Treibertransreiver und einer modernen SSB-Tetrode etwa -38 dB zu erreichen.
Gitter-C kompensiert
Mit Hilfe des Datenblattes der EIMAC-Röhre 4CX1500B (Kasten) kann man die Schaltung der Endstufe ausrechnen.
Der geringe Steuerspannungsbedarf erlaubt es, Gitter 1 direkt mit 50 Ω abzuschließen. Die notwendige Leistung errechnet sich mit:
Pin = (Ûst x 0,7)2 / Zin
Pin = (41 V X 0,7)2 / 50 Ω
Pin = (28,7 Veff)2 / 50 Ω
Pin = 16,5 W
Dem 50 Ω-Widerstand liegt die Gitterkapazität parallel. Her darf man nicht nur mit der angegebenen Gitterkapazität rechnen. Die Gitter 1-/Gitter 2-Kapazität bleibt in den Datenblättern meist unberücksichtigt. Sie addiert sich zum G1-C und im eingebauten Zustand misst man dann 130 pF am Gitter 1. Dadurch ergibt sich bei 10 in ein VSWR von 3,6:1.
Bild 2: Tschebychev-Tiefpaß T0410b mit zwei Cs und zwei Ls
Das störende Cin lässt sich kompensieren, indem man es zum Bestandteil eines Doppeltiefpasses macht. Aus dem Telefunken Filterkatalog stammt der Typ T0410b (Bild 2). Das mittlere C von 137 pF ist das Cin der Röhre. Den gemessenen Anpassungsverlauf zeigt Bild 3.
Bild 3: Anpassungsverlauf des Tschebychev-Tiefpasses
Noch eleganter kommt man mit dem HF-Simulationsprogramm RFSim99 zum Ziel (5). Es besitzt neben anderen äußerst wertvollen Tools einen Filterassistenten, mit dem man in wenigen Schritten das optimale Filter findet. Bild 4 gibt die Schaltung des 5-gliedrigen Butterworth-Tiefpasses wieder. Das mittlere C (141 pF) ist das Röhren-C. Bild 5 zeigt das Ubertragungs- und Anpassverhalten als S-Parameter.
Bild 4: Butterworth-Tiefpass, 45 MHz Grenzfrequenz (FG)
Bild 5: RFSim99 zeigt Übertragungs-und Anpassverhalten
Die obere Linie ist das Ubertragungsmaß S21. Das 10-m-Band wird noch ohne Einbußen übertragen. Das Anpassverhalten S11 ist die rechte Kurve und zeigt, dass bei 29,5 MHz noch 18,3-dB-Reflektionsdämpfung erreicht werden (SWR von 1,25: 1). Da nur 16,5 W Steuerleistung benötigt wird, kann man den Gittertiefpass mit keramischen Röhrchen-Cs (500 V") und wärmefesten Spulenkörpern realisieren. Bitte keine hochpermeablen Eisenkerne verwenden. Sie werden bei 28 MHz heiß und verstimmen das Filter.
Schirmgilter galvanisch geerdet
Den Gitterkreis einer Eigenbau-PA des Autors mit dem realisierten Tschebychev-Tiefpass zeigt Bild 6. Das Schirmgitter ist galvanisch geerdet. Dadurch hat man keine Sorge mit G2-Resonanzen, handelt sich aber eine "schwimmende " Stromversorgung ein. Wie sich gezeigt hat, muss die Kathode sehr sorgfältig mit unterschiedlichen Kondensatoren abgeblockt werden, um die Resonanzstellen oberhalb 30 MHz einzuebnen.
Grundsätzlich sollte man bei "steilen" Röhren (= 30 mA/V), die bis in den UKW-Bereich hinein noch hohe Verstärkung liefern, immer nach versteckten Resonanzen suchen. Dazu wird ein Signalgenerator mit = 1 V HF am Gitter 1 eingespeist - natürlich ohne Kompensationstiefpass - und mit einem HF-Tastkopfvoltmeter am Gitter 2 und an der Kathode nach berhöhungen gesucht. Diese müssen mit zusätzlichen Kondensatoren unterdrückt werden. Ich konnte dadurch die sonst obligate UKW-Sperre am G1 und an der Anode einsparen.
Im zweiten Teil lesen Sie, wie der Anodenkreis realisierbar ist und wie man Selbstbau PAs in Betrieb nimmt.
Literatur
- Im "hbk2000.exe"-Paket der ARRL enthalten: "R2step7a.exe" -W5FD Pi-Net Stepper Programm for Grounded Grid tuned input circuits und Pi7cmin.exe " - W5FD Pi-Net Stepper Progranlin
- H. P. Mayr, DJ4XN: "Röhren-Betriebsdaten für eine KW-SSB-PA am Beispiel der ABB-Triode T510-1", CQ DL 4/92, S. 206
- R. Lindquist, N1RL: ,Three Legal Limit Linear Amplifiers", QST 9/97, S. 72
- J. W. Healy, NJ2L: "QST Compares: Mid-Priced MF/HF Linear Amplifiers", QST 71/92, S. 53
- HF-Simulationsprogramm RFSim99
- M. Martin: "Breitband-Richtkoppler zur SWR-Messung", UKW-Berichte 1/83
- M. Faust, DK9QT. "Hochspannungsstabilisierung mit MOSFET-Leistungstransistoren`, CQ DL 1/91, S.12
- McGraw-Hill Book Company: "Singel-Sideband Systems & Circuits"
- Funktechnische Arbeitsblätter, Rö11: "Röhrenkapazitäten ihre Bedeutung und Messung"
- Valvo-Handbuch: "Senderöhren für Nachrichten sender1972"
DJ7AW, dj7aw@darc.de