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Die Methoden der Arbeitspunkteinstellung bei Feldeffekt-Transistoren und besonders bei Doppelgate-MOSFETs- sind vielfach noch nicht so geläufig wie bei bipolaren Transistoren. Es soll daher versucht werden, mit einigen Überlegungen und Beispielen die Anwendung dieser Halbleiterbauelemente zu erleichtern.

1. Sperrschicht-FET

Bild 1 zeigt die einfachste mögliche Schaltungsanordnung für einen Sperrschicht-FET. Das Gate liegt für Gleichstrom durch einen Widerstand (oder eine Induktivität) an Masse. Die Source ist unmittelbar mit Masse verbunden. Somit liegt der in den Datenblättern meist angegebene Betriebsfall vor, bei dem der Drainstrom völlig unstabilisiert in den durch den Halbleiter vorgegebenen Grenzen schwanken kann. Wie groß die Unterschiede sein können, zeigt die folgende Tabelle für einige bekannte N-Kanal-Typen:

TypID bei UGS = 0 V
BF245 (unselektiert)2 - 25 mA
BF245A2,0 - 6,5 mA
BF245B6,0 - 15 mA
BF245C12,0 - 25 mA
BC264 (unselektiert)2 - 12 mA
BC264A2,0 - 4,5 mA
BC264B3,5 - 6,5 mA
BC264C5,0 - 8,0 mA
BC264D7,0 - 12,0 mA
2N44165 - 15 mA
2N38234 - 20 mA

Fig 1
Bild 1: Einfache Verstärkerschaltung mit einem N-Kanal-Sperrtchicht-FET

Beim unselektierten BF245 kann der Strom bei verschiedenen Exemplaren im Verhältnis 1 : 12,5 unterschiedlich sein und selbst bei den selektierten Typen (A, B, C) liegt der Streubereich iin Mittel bei 1 : 3.

1.1. Betrieb mit Source-Widerstand

Durch Einfügen eines Widerstandes in die Sourceleitung (Bild 2) läßt sich der Arbeitspunkt stabilisieren. Der Drainstrom ist dabei in jedem Fall niedriger als beim Betrieb ohne diesen Widerstand. Wie von der Schaltungstechnik mit Röhren bekannt, ruft der Source- bzw. Drainstrom einen Spannungsabfall hervor, der die Source gegenüber Masse positiv vorspannt. Umgekehrt betrachtet, ist damit das Gate negativ gegenüber Source vorgespannt.

Fig 2
Bild 2: Einstellung des Arbeitspunktes mit einem Source-Widerstand

Um eine Gegenkopplung für die zu verstärkende Wechselspannung zu vermeiden, ist der Source-widerstand kapazitiv ausreichend zu überbrücken. Der Blindwiderstand dieses Kondensators muß gleich oder kleiner sein als die Parallelschaltung aus Sourcewiderstand und dem Eingangswiderstand des FET in Gateschaltung (1/S).

Welchen Einfluß eine solche Gleichstrom-Gegenkopplung hat, läßt sich durch die in das ID/UG-Kennlinienfeld eingetragenen Widerstandsgeraden verschiedener Sourcewiderstände sichtbar machen. Bei großen Sourcewiderständen wird der Unterschied zwischen maximalem (Schnittpunkt mit der Kurve IDmax) und minimalem (Schnittpunkt mit der Kurve IDmin) merklich kleiner. Bild 3 zeigt die aus den Datenblatt-Angaben IDmin und IDmax bei UGS = 0 V, sowie UGSmin und UGSmax für ID = 0 mA für den unselektierten BF245 quadratisch konstruierten Grenzkennlinien und zwei Widerstandsgerade, deren Steigung 100 Ω bzw. 1 kΩ entspricht.

Fig 3
Bild 3: Widerstandsgerade des Source-Widerstandes im Kennlinienteld des BF 245

Bei RS = 100 Ω kann der Drainstrom noch zwischen 1,4 mA und 15,7 mA liegen, bei RS = 1 kΩ ergeben sich die Werte IDmin = 0,35 mA und IDmax = 4,35 mA. In beiden Fällen ist die Toleranzbreite etwas geringer als in der Schaltung nach Bild 1. Zur weiteren Einengung sollten statt des unselektierten Typs die selektierten Exemplare eingesetzt werden. Der Strom liegt dann für den Typ A im unteren Drittel, für die Typen B und C im mittleren bzw. oberen Drittel des von den Grenzkennlinien eingeschlossenen Bereichs.

1.2. Betrieb mit Source-Widerstand und Zusatzspannung

Eine bessere Arbeitspunkt-Stabilisierung wird durch höhere Source-Widerstandswerte in Verbindung mit einer positiven Gate-Spannung erreicht. Die positive Zusatzspannung ist erforderlich, um den durch einen großen Sourcewiderstand kleingewordenen Drainstrom wieder anzuheben. Bild 4 zeigt drei mögliche Schaltungen. Der die Zusatzspannung zuführende Widerstand (Bild 4a, b) erniedrigt den Eingangswiderstand der Stufe. Diesen in manchen Fällen nachteiligen Umstand vermeidet die Schaltung nach Bild 4c. Durch die Zusatzspannung wird der Drainstrom von der Betriebsspannung abhängig, was allerdings in den meisten Fällen nicht stört.

Fig 4
Bild 4: Drei Schaltungsmoglichkeiten für Betrieb mit positiver Gate-Zusatzspannung

Selbst mit einer Gate-Zusatzspannung von nur 1 V ergibt sich schon eine deutliche Verringerung der Streuungen. Das Grenz-Kennlinienfeld in Bild 5 zeigt, daß bei dieser, mit "a" gekennzeichneten Dimensionierung, der Drainstrom nur noch zwischen 0,5 mA und 2,32 mA schwanken kann. Das entspricht einem Verhältnis von 1 : 4,64. Durch die mit "b" gekennzeichnete Dimensionierung mit einer Zusatzspannung von 3 V bei einem Sourcewiderstand von 4,7 kΩ engt sich der Toleranzbereich auf 0,7 mA bis 1,82 mA (1 : 2,6!) ein. Beiden Fällen liegt der unselektierte Typ BF245 bei einem angestrebten mittleren Arbeitspunkt von 1 mA zugrunde.

Fig 5
Bild 5: Arbeitspunkteinstellung mit Source-Widerstand und positiver Gate-Zusatzspannung

Es soll deutlich gemacht werden, daß auch bei diesem Betrieb mit positiver Gate-Zusatzspannung die für den Drainstrom maßgebende Spannung zwischen Gate und Source, UGS, negativ ist. Solange der FET nicht mit zu niedrigem Drainstrom eingesetzt wird, ist der positive Spannungsabfall am Sourcewiderstand größer als die Zusatzspannung.

Bei sehr geringem Drainstrom kann UGS positiv werden. Übersteigt sie den Wert von + 0,5 bis 0,7 V, oder wird dieser Wert zusammen mit der Eingangswechselspannung überschritten, so wird die Gate-Source-Sperrschicht leitend und zieht Strom. Dies führt zu starken Verzerrungen und zu einem vergleichsweise niedrigen Eingangswiderstand der Stufe. Eine solche Einstellung ist daher zu vermeiden.

Stabilisierungsschaltungen, bei denen die Gate- Zusatzspannung direkt vom Drain genommen wird, führen in einfachen Ausführungen zu einer Spannungs-Gegenkopplung, die den Eingangswiderstand stark verringert. Derartige Schaltungen sind daher hier nicht berücksichtigt, ebensowenig Schaltungen, bei denen die Arbeitspunkt-Stabilisierung über mehrere Stufen hinweg erfolgt.

2. MOSFETs

Für MOS-Feldeffekt-Transistoren gelten praktisch die selben Verhältnisse wie bei den Sperrschicht-FETs. Beider Arbeitspunkt-Einstellung darf die Gate-Source-Spannung UGS auch positive Werte haben, da hier keine Sperrschicht in Durchlaßrichtung gebracht werden kann. Meist ist jedoch die zulässige positive Gate-Source-Spannung im Datenblatt recht niedrig angegeben, so daß praktisch fast die gleiche Einschränkung wie bei Sperrschicht-FETs besteht.

2.1. Doppel-Gate-MOSFETs

Auch die inzwischen weit verbreitet eingesetzten Doppel-Gate-MOS-Feldeffekt-Transistoren streuen in ihren Stromwerten so erheblich, daß eine Stabilisierung unumgänglich ist. Als Beispiel stehen die Werte einiger bekannter Typen der Firma RCA:

TypStrombereich bei UG1 = 0 V; UG2 = 4 VStreubreite
3N1405 - 30mA1 : 6
3N159
3N187
406735 - 35 mA1 : 7
3N2000,5 - 12 mA1 : 24!

Fig 6
Bild 6: Gleichspannungswerte an einem Mittelwert-Exemplar des 40673 in stabilisierter Schaltung

Eine Stabilisierung nur durch einen Sourcewiderstand, wie sie häufig in Schaltbildern zu finden ist, ergibt auch bei recht niedrigen Widerstandswerten bei den unteren Grenzwert-Exemplaren Drainströme, die schon sehr weit von den Datenblattwerten abweichen. Somit werden die mit typischen Exemplaren ermittelten Werte nicht eingehalten. Die in Bild 7 für den Typ 40673 gezeichneten Grenzkennlinien sollen das verdeutlichen:

Fig 7
Bild 7: Arbeitspunkt-Stabilisierung eines Doppelgate-MOSFETs; Falle a, b

Bei einem Sourcewiderstand von 150 Ω kann der Drainstrom zwischen 2,8 mA und 11,6 mA liegen (Fall a). Sollen wenigstens Mittelwert-Exemplare den allen wichtigen Datenblattwerten zugrunde liegenden Strom von 10 mA erreichen, so müßte der Widerstand auf 47 Ω reduziert werden (Fall b). Die Streuwerte liegen dann bei 4,0 mA und 20,4 mA, was einer Streubreite von 1 : 5 entspricht. Da die Streubreite ohne Sourcewiderstand 1 : 7 beträgt, ist die Verbesserung nicht groß. Besonders auffällig sind die Verhältnisse bei dem Typ 3N200, bei dem der äußerst breite Streubereich ohne Hilfsmittel nicht zu beherrschen ist.

2.1.1. Positive Zusatzspannung an Gate 1

Bild 8 zeigt noch einmal das Kennlinienfeld des Typs 40673. Als Fall c sind eingezeichnet: Sourcewiderstand RS = 330 Ω, mit einer positiven Zusatzspannung an Gate 1 von 3 V. Zur Schaltungsdimensionierung wird noch die Betriebsspannung an Gate 2 benötigt, die im allgemeinen etwa 4 V höher sein soll als die Sourcespannung. In Bild 6 sind die sich damit ergebenden bzw. die benötigten Spannungswerte eingezeichnet. Zum Einstellen der beiden Gatespannungen müssen nicht unbedingt getrennte Spannungsteiler verwendet werden. Stattdessen kann die Gate 2-Spannung auf der Gate 1-Spannung aufbauen, wie es die Schaltung in Bild 9 zeigt.

Fig 8
Bild 8: Arbeitspunkt-Stabilisierung eines Doppelgate-MOSFETs; Falle c, d

Fig 9
Bild 9: Arbeitspunkt-Einstellung mit gemeinsamen Spannungsteiler für die Gate-Spannungen (Widerstünde auf Wert der Normreihe gerundet)

Diese Schaltung erreicht selbst bei einer Zusatzspannung von nur 1 V an Gate 1 mit RS = 130 S2 bei Mittelwert-Exemplaren einen Drainstrom von 10,4 mA (Bild 8, Fall d). Die Exemplarstreuungen können zwischen 5,4 mA und 16,6 mA liegen, also im Verhältnis 1 : 3 schwanken. Verglichen mit den Werten ohne Zusatzspannung (Bild 7, Fälle a und b) ist dies eine deutliche Verbesserung.

3. Mischstufen mit Doppel-Gate-MOSFETs

3.1. Gleichstrom-Arbeitspunkt

Den (leider recht spärlichen) Datenblattangaben über den Betrieb von Doppel-Gate-MOSFETs als Mischer ist zu entnehmen, daß die an Gate 1 und Gate 2 eingestellten Spannungswerte praktisch gleich sind und je nach Typ zwischen + 0,6 V und + 1,2 V liegen. Auch in den Meßschaltungen für die Datenblätter wird mit erhöhtem Sourcewiderstand und positiver Gate-Zusatzspannung gearbeitet. Die Meßschaltungen benutzen, um reproduzierbare Verhältnisse zu erhalten, getrennte Spannungsteiler mit eng tolerierten Widerständen. Für die praktische Anwendung ist die Schaltung nach Bild 10 einfacher. Von einem gemeinsamen Spannungsteiler gelangt die Spannung über je einen Entkopplungswiderstand an Gate 1 und Gate 2. Hiermit läßt sich die Spannungsgleichheit an beiden Gates besonders einfach und ohne hochgenaue Widerstände einhalten.

Fig 10
Bild 10: Arbeiupunkt Einstellung beim Doppelpate-MOSFET als Mischstufe

Trotzdem sollte nicht nur hier, sondern eigentlich beim Nachbau jeder Bauanleitung darauf geachtet werden, daß keine allzu großen Toleranzen auftreten. Sicher sind viele Schaltungsteile so unkritisch, daß selbst eine Toleranz von ± 20 % keine Schwierigkeiten macht. Da beim Nachbau einer Bauanleitung aber nicht immer vorherzusagen ist, welcher Widerstand beispielsweise unkritisch ist und welcher merklich auf die Reproduzierbarkeit der vom Verfasser ermittelten Werte eingeht, sollte schon beim Einkauf der Materialien etwas auf deren Toleranzen geachtet werden. Ein günstiger Kompromiß zwischen Nutzen und Preis dürfte eine Toleranz von ± 5 % sein. Derartige Widerstände sind im allgemeinen nur wenig teurer, als solche mit ± 10 % oder ± 20 % Toleranz.

3.2. Oszillator-Amplitude

Da über die Höhe der erforderlichen Oszillatorspannung an Gate 2 eines Doppel-Gate-MOSFET beim Betrieb als Mischer besonders wenig Angaben zu finden waren, wurde in einem Versuchsaufbau nach Bild 10 die Abhängigkeit der Mischverstärkung von der Oszillator-Amplitude gemessen. Da die Messung im Kurzwellenbereich (20-m-Band) durchgeführt wurde, können die ermittelten Werte nicht unbedingt voll auf die Verhältnisse z. B. im 2-m-Band übertragen werden. Der prinzipielle Verlauf dürfte jedoch ähnlich sein.

Die gemessenen Kurven zeigt Bild 11. Bereits bei einer Aussteuerung von nur 1,1 Vss (entspr. 310 mV eff.) werden 50 % der maximal möglichen Mischverstärkung erreicht, so daß bei Oszillatorspannungen von mehr als 1 Vss der tatsächliche Wert recht unkritisch ist. Bei wesentlich größeren Werten tritt keine nennenswerte Erhöhung der Verstärkung mehr ein, jedoch machen sich in zunehmendem Maß die Nichtlinearitäten der Mischkennlinie bemerkbar, was sich in einem unverhältnismäßig stärkerem Ansteigen von Nebenempfangs- und Pfeifstellen äußern kann.

Als gut zugängliches Maß für die Bestimmung der Aussteuerung kann der Drainstrom oder der Spannungsabfall am Sourcewiderstand dienen. Zwar ändert sich dieser nur recht gering, nämlich von 0 V bis zur Vollaussteuerung nur um 11 % im hier durchgemessenen Beispiel, jedoch kann nach dem Verlauf der Kurve für ID (er bleibt zwischen 0 und 1 Vss konstant, erst bei Werten über 1 Vss beginnt er meßbar anzusteigen) die grobe Faustregel aufgestellt werden, daß mehr als 50 % der maximal möglichen Mischverstärkung erreicht sind, wenn beim Anlegen der Oszillatorspannung sich ID wenigstens etwas erhöht. Im gemessenen Beispiel wurden,, wie aus Bild 11 zu entnehmen ist, bei einer Oszillatorspannung von 2,5 Vss (entspr. etwa 0,9 V eff) 75 % der maximal möglichen Mischverstärkung erreicht, wobei ID von 2,14 auf 2,20 mA anstieg, also um ca. 3 %.

Fig 11
Bid 11: Relativa Mischverstärkung einer Mischstufe mit dem 40673, eingestellt entspr. Bild 10 (fe = 14 MHz, fo = 5 MHz, fZF = 9 MHz)

4. Literatur

  1. Datenblätter und Applikationsberichte der Firmen: Texas Instruments, Valvo, RCA

DJ4BG, E. Schmitzer.