Home - Techniek - Electronica - Radiotechniek - Radio amateur bladen - UKW-Berichte - Temperaturkompensierter Oszillator mit Diodenabstimmung
Frequenzbestimmende Oszillatoren in Sendern und Empfängern mit Drehkondensator- bzw. Spulenabstimmung haben den Nachteil, daß aufwendige Abstimmvorrichtungen wie Getriebe in der Nähe des Oszillators untergebracht werden müssen. Schneller Frequenzwechsel zwischen vorbestimmten Festfrequenzen ist schwierig, so daß z.B. in Sende-Empfängern zwei Oszillatoren vorgesehen werden müssen. Dies gilt vor allem im UKW-Bereich, wo der Gleichwellenbetrieb nicht allgemein üblich ist. Man denke z. B. an den Betrieb über Relaisstationen. Diese Nachteile werden bei Oszillatoren vermieden, deren Frequenz durch die Kapazität einer in Sperrichtung vorgespannten Diode bestimmt ist. Nachteilig ist dabei, daß ein gut auflösendes Potentiometer zur Abstimmung und außerdem eine hochkonstante Spannung benötigt werden; letztere kann mit Hilfe integrierter Spannungsregler leicht gewonnen werden. Bei den Schaltungen zur Temperaturkompensation ist dann auch der Temperaturgang dieser geregelten Spannung zu berücksichtigen.
1. Vorüberlegung
Der Temperaturgang TKc der Kapazität einer in Sperrichtung vorgespannten Siliziumdiode ist positiv, das heißt, bei einer Erhöhung der Temperatur muß also die Abstimmspannung UAbst. (= Sperrspannung der Diode) zur Kompensation erhöht werden. Je nach Diodentyp, und etwas abhängig von der Temperatur und der angelegten Sperrspannung, beträgt die notwendige Spannungsänderung 2 bis 5 mV/°C (Bild 1).
Bild 1: Temperaturabhängigkeit der Sperrschichtkapezität einer Kapazitätsdiode BA110
In Bild 2 ist nun die Durchlaßspannung einer Siliziumdiode als Funktion des Durchlaßstromes für zwei verschiedene Temperaturen aufgezeichnet. Man erkennt, daß die Spannung mit steigender Temperatur abnimmt, und zwar umso mehr, je kleiner der Durchlaßstrom ist. Diese Tatsache wird in den gezeigten Kompensationsschaltungen ausgenutzt.
Bild 2: DurchlaSkennlinien einer Si-Planar-Diode bei einer Sperrschichttemperatur von 25°C und 100°C
2. Möglichkeiten der Temperaturkompensation
2.1. Einfache Kompensationsschaltung
In Bild 3 ist eine einfache Kompensationsschaltung dargestellt, die sich aus den Überlegungen im vorigen Abschnitt ergibt. Der Widerstand R1 dient zur Trennung des hochfrequenten Stromes, der Kondensator C2 zur Gleichstromtrennung. Bei dieser Schaltung ist der Strom durch die Diode D2 gleich dem Sperrstrom durch die Abstimmdiode D1 (≈ 10-4 mA), der sich im betrachteten Bereich der Sperrspannung kaum ändert. UAbst. größer sein als der Scheitelwert der Hochfrequenzspannung an D1, da sonst Verzerrungen auftreten. Außerdem muß UAbst. immer kleiner sein als die Durchbruchspannung der Diode abzüglich des Scheitelwertes der HF-Spannung. Aus Bild 2 entnimmt man durch Extrapolation einen Temperaturgang für die Abstimmspannung der Schaltung nach Bild 3 von ca. 2,7 mV/°C bei I = 10-4 mA. In den seltensten Fällen wird diese Spannungsänderung genau richtig sein. Trotzdem ist diese Schaltung z.B. für tragbare FM-Geräte wegen ihres geringen Stromverbrauchs und ausreichender Stabilitätanwendbar. Die Abstimmspannung könnte hier direkt aus der Versorgungsbatterie bezogen werden, falls keine großen Lastwechsel auftreten. Andernfalls ist eine getrennte Batterie für die Abstimmung vorzusehen.
Bild 3: Einfache Temperaturkompensation einer Kapazitätsdiode. Potentiometer R zur Abstimmung; Spannungsabfall an R1 vernachlässigbar
Eine Möglichkeit, die Spannungsänderung zu verkleinern besteht darin, den Strom durch die Diode D2 zu vergrößern, wie es in Bild 4 dargestellt ist. Mit dem Widerstand R2 wird hier der Strom durch die Diode D2 eingestellt. Nachteilig ist, daß sich der Strom mit der Abstimmspannung verändert. Diesen Nachteil hat die Schaltung nach Bild 5 nicht.
Bild 4: Kompensation mit größerem Durchlaßstrom durch D2
Bild 5: Einstellbare Kompensation mit Konstantstromquelle
2.2. Einstellbare Kompensation mit Konstantstromquelle
Die Transistoren T1 und T2 stellen in Bild 5 in Verbindung mit dem Widerstand Rv eine Konstantstromquelle dar, die temperaturkompensiert ist, wenn beide Transistoren gleich und auf gleicher Temperatur sind. Durch Rv fließen dann der Kollektorstrom von T1 und die Basisströme beider Transistoren. Da beide Transistoren gleich sein sollen und außerdem die Temperatur gleich ist, sind auch die Basisströme gleich. Es ist also:
und damit: 
wobei B die Gleichstromverstärkung der Transistoren in Emitterschaltung ist mit B >> 1. Damit ist 
Mit dem Widerstand Rv kann der Strom durch die Diode D2 eingestellt werden, unabhängig von der Abstimmspannung und unabhängig von der Temperatur, da die Änderung von UBE vernachlässigbar klein gegen Ustab - UBE ist. Ustab kann gleichzeitig als Betriebsspannung für den Oszillator verwendet werden. Die Abstimmung ist in Bild 3 gestrichelt eingezeichnet.
Durch das Einprägen des Stromes wird auch eine Abstimmschaltung nach Bild 6 möglich. Hier entsteht am Potentiometer R ein Spannungsabfall. Es ist UAbst. max - IC × R = UAbst.
Bild 6: Abstimmschaltung für Kompensation mit Konstantstromquelle
Durch Zusammensetzen des Widerstandes R aus Festwiderständen und einem Potentiometer läßt sich eine bestimmte Abhängigkeit der Frequenz vom Drehwinkel erreichen. Nachteilig ist, daß R nach dem einzuprägenden Strom gewählt werden muß.
Verwendet man statt D2 mehrere Dioden, so können auch größere (positive) Temperaturkoeffizienten kompensiert werden.
2.3. Kompensation eines negativen Temperaturkoeffizienten
In Bild 7 ist eine Möglichkeit zur Kompensation eines negativen TKC skizziert. Die Funktion ist der oben geschilderten ähnlich. Durch das Potentiometer fließt ein konstanter Strom, da der Sperrstrom durch die Diode D1 sicher vernachlässigbar ist. Mit dem Gesamtwiderstand R des Potentiometers wird der Strom durch D2 eingestellt.
Bild 7: Kompensation eines negativen TK der Kreiskapazität
Es ist jedoch immer darauf zu achten, daß der Oszillator-Schwingkreis für sich so gut wie mögltch kompensiert ist. damit für D1 eine TKC-freie Kapazität benötigt wird. Dies gilt auch für die oben angegebenen Schaltungen. Das bedeutet, daß immer die in Bild 5 bzw. 6 gezeigten Möglichkeiten in Betracht kommen sollten.
3. Aufbaufbau eines Oszillator Für 23 bis 25 MHz
Nach den Überlegungen aus den Abschnitten 1 und 2 wurde ein Oszillator für den Frequenzbereich von 23 bis 25 MHz aufgebaut, dessen Schaltung Bild 8 zeigt. In Bild 9 ist dazu eine Leiterplatte mit Bestückungsplan dargestellt. Sie ist für den Einbau in ein Teko-Gehäuse der Größe 2A vorgesehen.
Bild 8: Schaltbild eines diodenabgestimmten VFOs mit integriertem Spannungsregler und Temperaturkompensation
Bild 9: Bestuckungsplan und Leiterplatte DJ8ES 001 fur die Schaltung nach Bild 8
Die Transistoren T1a und T1b bilden die kompensierte Konstantstromquelle. Es wird ein Doppeltransistor vom Typ MD7000 (Motorola) verwendet. Hier eignet sich selbstverständlich jeder Doppeltransistor. T2 ist der Oszillatortransistor. Die integrierte Schaltung MC1550G verstärkt das Oszillatorsignal und trennt den Oszillator von der Last. Diese integrierte Schaltung ist sehr preisgünstig. Sie kann jedoch durch einen beliebigen HF-Transistor ersetzt werden, wozu der Platz auf der Platine sicher ausreicht.
Transistor T3 stellt einen Impedanzwandler dar. Obwohl der Ausgangswiderstand bei Verwendung eines bipolaren Transistors in Kollektorschaltung wegen der größeren Steilheit kleiner wäre, wird ein Feldeffekttransistor auf Grund der besseren Linearität und der einfacheren Gleichstrombeschaltung vorgezogen. Für T3 verwendet man, wenn eine Ausgangsspannung von ca. 100 mV genügt, den Typ BF245A, da der kleine Drainstrom den Spannungsregler nur wenig belastet. Dies wirkt sich günstig auf dessen Temperaturgang aus.
Der Widerstand R1 dient zur Einstellung des Temperaturkoeffizienten, wie es in Abschnitt 2.2 beschrieben ist. Die Temperaturkompensation ist so ausgelegt, daß auch der TK des Spannungsreglers kompensiert wird.
Mit dem Widerstand R5 wird bei Bedarf der auf das Oszillatorsignal abgestimmte Kreis L2/C2 bedämpft, um eine konstante Amplitude des Ausgangssignals über den ganzen Abstitrmbereich zu erhalten. Zur Erzeugung der hochkonstanten Spannung wird die integrierte Schaltung SG305 (LM305) verwendet. Mit etwas Geschick läßt sich in die gleiche Platine auch der billigere Typ ICB8723C im Metallgehäuse (Intersil) einbauen, der nur geringfügig schlechtere Ergebnisse liefert. Zum Aufbau des Oszillators wird der Strombegrenzungswiderstand Rsg (≈ 10 Ω) eingefügt. Nach den ersten Versuchen und bei ordnungsgemäßem Betrieb wird Rsg durch eine Kurzschlußbrücke über die Anschlüsse 1 und 8 des SG305 kurzgeschlossen. Dies verbessert den Temperaturgang der Abstimmspannung wesentlich. Falls keine umfangreichen Meßeinrichtungen zur Verfügung stehen, wird R1 mit 100 kΩ angenommen. Als Potentiometer zur Abstimmung verwendet der Verfasser ein 10-Gang Wendelpotentiometer. Bei 20 Gängen reicht die Einstellgenauigkeit ohne weitere Übersetzung für SSB-Signale aus.
3.1. Spezielle Bauteile
| I1 | SG305, LM305 (Silicon General, National Semiconductor; BRD: Neumüller) |
| I2 | MC1550G (Motorola) |
| T1a, b | MD7000 (Motorola) |
| T2 | BF224 (TI), BF173 o.ä. |
| T3 | BF245 A (TI) |
| D1 | BA110 (ITT-Intermetall), BA149 (AEG-Tfk) |
| D2 | 1N4154, 1N4148 (1N914) |
| C3 | 2 x 6,8 pF, N150 |
| C4, 5 | N750 |
| L1 | 17 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,15 mm ø auf 4-mm-Spulenkörper mit KW-Kern |
| L2 | 14 Wdg., sonst wie L1 |
| Potentiometer | 20 kΩ Megatrom Typ 2510 oder Amphenol 2151B |
4. Messwerte und Nachteile
Tabelle 1 zeigt die mit einem solchen Oszillator erzielten Ergebnisse, die seine Tauglichkeit auch für SSB beweisen.
Nachteilig ist das ungünstige Verhalten kurz nach dem Einschalten, das wegen der verschiedenen Ströme durch die frequenz- oder spannungsbestimmenden Bauteile prinzipiell schlechter ist als bei Oszillatoren mit Kondensator- oder Spulenabstimmung. Ein weiterer großer Nachteil ist die nichtlineare Abhängigkeit der Frequenz vom Drehwinkel des Potentiometers. Dieser Nachteil könnte in einer Abstimmschaltung nach Bild 6 oder durch Parallelschalten einer Kapazität zur Diode behoben werden. Die erste Möglichkeit ist sehr aufwendig, die zweite schränkt den Abstimmbereich ein.
| UAbst. (V) | 4 | 6 | 12 |
|---|---|---|---|
| f (Hz/°C) | 60 | 50 | 130 |
| Ausgangsspannung | 100 mV an 60 Ω |
| Innenwiderstand | ≈ 80 Ω |
| Dämpfung der 1. Oberwelle | > 20 dB |
| Dämpfung der 2. Oberwelle | > 30 dB |
| Einlaufen | In den ersten 5 Minuten Δf ≤ 2000 Hz, anschließend kleiner als 100 Hz/Stunde gemessen bei UAbst. = 12 V (Im Alugehäuse bei Zimmertemperatur) |
5. Veränderungen am Oszillator
Der Oszillator läßt sich mit einfachen Mitteln auf einen anderen Frequenzbereich umändern. Dazu wird die Abstimmdiode zunächst durch einen TK-freien Kondensator mittlerer Kapazität (entsprechend einer Abstimmspannung von ca. 6 V) ersetzt und mit den Reihen- und Parallelkondensatoren ein möglichst kleiner Temperaturgang eingestellt. Nun wird die Diode eingesetzt und mit R1 wiederum auf kleinsten Temperaturgang abgeglichen. Zu diesem Zweck ist für alle Fälle noch Platz für eine weitere Kompensationsdiode D2a vorgesehen.
Werden größere Ausgangsspannungen als 100 mV benötigt, so kann die Trennstufe I2 fester an den Oszillator angekoppelt und als Impedanzwandler ein BF245B oder C verwendet werden. Dieser Typ läßt sich weiter aussteuern, da UGS größer gewählt werden kann. Dieses Verfahren hat allerdings den Nachteil, daß mit dem steigenden Drainstrom der Spannungsregler stärker belastet wird. Dies vergrößert die Verlustleistung und damit die Erwärmung und verschlechtert außerdem den Temperaturgang. Besser wäre hier die "Bootstrap"-Schaltung nach Bild 10.
Bild 10: Bootstrap-Schaltung zum Erhöhen der Aussteuerbarkeit
Hier kann bei kleinem Drainstrom die Aussteuerung vergrößert werden. Rs wird für den gewünschten Drainstrom eingestellt. (RS ist also z.B. so groß wie in Bild 8 zu wählen). Mit R1 wird die Spannung am Source-Anschluß auf ca. Ub/2 eingestellt. Die Stufe läßt sich dann nahezu linear um +Ub/2 aussteuern. Der auf diese Weise ebenfalls erzielte höhere Eingangswiderstand ist in diesem Fall unwichtig, da der Kreis L2/C2 mit einem wesentlich kleineren Widerstand bedämpft wird.
Mit den neu auf den Markt kommenden Dioden, die nach dem Verfahren der Zonenimplantation hergestellt werden, lassen sich voraussichtlich noch wesentlich bessere Ergebnisse erzielen. Ebenso sind die für integrierte Schaltungen erhältlichen Heizkörper bei der Gewinnung hochkonstanter Spannungen eine große Hilfe. Der Verfasser wird nach eingehenden Versuchen darüber berichten.
DJ8ES, T. Schad.