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Es wird eine Konverter-Baugruppe beschrieben, die aus Vorverstärker, Gegentaktmischer und Zwischenfrequenz-Vorverstärker besteht. Sie setzt den Frequenzbereich um 2304 MHz (13-cm-Band) je nach Oszillatorfrequenz entweder in das 2-m-Band oder in das 10-m-Band um. Die Baugruppe für die OszillatorfrequenzAufbereitung wird zur Zeit entwickelt und später veröffentlicht werden.
Der Empfangsumsetzer ist in Micro-Stripline-Technik auf einer 95 mm × 65 mm großen Teflon/Glasfaser-Leiterplatte aufgebaut, die in ein Teko-Gehäuse der Größe 3A eingebaut werden kann. Der Nachbau dieser Baugruppe ist dadurch mit etwas UHF-Erfahrung recht einfach. Der Konverter erreicht eine Rauschzahl von ungefähr 5 dB, womit nach AMSAT-Unterlagen(1) in Verbindung mit einer 27-dB-Antenne (Parabol von etwa 1,5 m Durchmesser) und bei 500 Hz Empfängerbandbreite die 2304-MHz-Bake von OSCAR 7 mit rund 12 dB Rauschabstand hörbar sein soll.
1. Schaltungseinzelheiten
Das Schaltbild des Empfangsumsetzers in Bild 1 zeigt eine Vorstufe für das 13cm-Band in Emitterschaltung, die über eine Ringverzweigung zwei Mischdioden speist. Die Oszillatorspannung von 2160 MHz (beziehungsweise 2276 MHz für eine ZF von 28 bis 30 MHz) gelangt ebenfalls über die Ringverzweigung an die Dioden. Für die Zwischenfrequenz sind die beiden Dioden durch den Kondensator C10 parallelgeschaltet. Es folgt eine rauscharme Vorverstärkerstufe für die ZF. Der durch die beiden Dioden fließende Strom läßt sich durch ein Instrument anzeigen.
Bild 1: Schaltbild des Empfangsumsetzers für das 13-cm-Band in Microstrip-Technik
1.1. Die 2,3-GHz-Vorstufe
Das Netzwerk N1 transformiert den komplexen Eingangswiderstand des ersten Transistors auf eine reelle Eingangsimpedanz von 50 Ω. Das in einer unneutralisierten Emitterschaltung verstärkte Signal gibt ein anderes Netzwerk N2 an die Mischstufe weiter. Auch der Punkt 1 der Ringverzweigung stellt eine Impedanz von 50 Ω dar. L1 ist eine kurzgeschlossene λ/4-Leitung für 2,3 GHz; sie schließt wesentlich tiefere Frequenzen nach Masse kurz. L2 und L3 sind ebenfalls geätzte λ/4-Streifenleitungen; sie dienen als Spannungs-Zuführungsdrosseln für Basis beziehungsweise Kollektor. Die Spannungsversorgung sichert die Funktion der Stufe im Labor- und Heimbetrieb.
Soll der Kollektorstrom unabhängig von größeren Umgebungstemperatur-Schwankungen sein (z.B. für den Bayerischen Bergtag), so ist eine Stabilisierung erforderlich. Eine der Möglichkeiten(2) besteht darin, das freie Ende des Potentiometers R5 an Masse zu legen, statt 5 kΩ eine Ausführung mit 10 kΩ zu verwenden, den Widerstandswert von R6 (auf einige kΩ) zu vergrößern und RZ mit etwa 5 kΩ einzufügen. Bei einem Kollektorstrom zwischen 2 und 5 mA sollte UCE dann etwa die halbe Betriebsspannung betragen, was mit den Angaben des Herstellers für rauschärmsten Betrieb übereinstimmt.
Der Verfasser hat die Transistortypen BFR90 (Valvo) und BFR34 A (Siemens) mit gleichem Erfolg in der Schaltung betrieben. Vorläufige Messungen ergeben eine Rauschzahl von etwa 5 bis 5,5 dB.
1.2. Ringverzweigung
An Hand des in Bild 2 gezeigten Prinzipschaltbildes soll die Wirkungsweise des Mischers erläutert werden. Die Aufgabe dieser Ringverzweigung ist, die Hochfrequenz-Leistungen von Antenne und Oszillator gleichmäßig auf die beiden Mischdioden aufzuteilen. Zugleich sollen diese beiden Eingangspunkte (1 und 5) entkoppelt sein, das heißt die Oszillatorspannung darf am Signaleingang (ohne Vorverstärker gesehen) nicht mehr erscheinen und umgekehrt.
Bild 2: Leitungslängen und Impedanzverhältnisse der Ringverzweigung
Gehen wir nun vom eintreffenden Empfangssignal aus (Phase 0°), so findet dieses einmal den Weg über die Punkte 1 - 2 - 3 zur Diode D1 (3 × λ/4 = 270°), und zum anderen von Punkt 1 direkt zu Punkt 4 und zur Diode D2 (λ/4 90°). Die Dioden erhalten also Spannungen, die gegeneinander um 270° - 90° = 180° verschoben sind. Es liegen demnach die Verhältnisse einer Gegentaktschaltung vor, in der die Dioden gegensinnig gepolt an die Punkte 3 und 4 anzuschließen sind.
Die Dioden selbst sind ebenfalls entkoppelt: Eine an Punkt 4 auftretende Spannung erreicht die Diode D1 auf dem Weg 4 - 5 - 3 mit einer Phasenverschiebung von 180° und auf dem Weg 4 - 1 - 2 - 3 mit einer Phasenverschiebung von 360°°; die Differenz ist 180°, die beiden Spannungen heben sich also an der Diode D1 auf. Analoges gilt für eine an Punkt 3 auftretende Spannung, die den Punkt 4 und Diode D2 auf zwei Wegen mit einer Phasenverschiebung von 180° erreicht und somit ausgelöscht wird.
In gleicher Weise läßt sich die Entkopplung von HF-Eingang 1 und Oszillatoreingang 5 erklären: Das Empfangssignal erfährt auf dem Weg von Punkt 1 über 2 und 3 nach 5 eine Phasenverschiebung von 360° und auf dem Weg von 1 über 4 nach 5 von 180°. Diese beiden Spannungen heben sich also an Punkt 5 auf, mit dem Ergebnis, daß das Empfangssignal den beiden Mischdioden allein zukommt. Gleiches gilt für das an Punkt 5 eingespeiste Oszillatorsignal in bezug auf die Entkopplung zum Signal-Eingang 1.
Da die Ringverzweigung riur für eine Frequenz exakt dimensioniert sein kann und da die Signal- Laufzeiten durch Fertigungstoleranzen und Bauteile- Zuleitungen nicht genau eingehalten werden können, ist die Entkopplung nicht unendlich hoch. Praktisch sind schmalbandig, das heißt in einem Bereich von 5 bis 10 % der Dimensionierungsfrequenz, etwa 20 bis 25 dB Entkopplung erreichbar. Damit ist die Ringverzweigung für die Eingangsfrequenz von 2300 MHz und die Oszillatorfrequenz von 2160 MHz gleichzeitig brauchbar.
1.3. ZF-Vorverstärker
Die beiden λ/4-Leitungen L4 und L5 verhindern ein Abfließen der SHF-Energie in das ZF-Teil. Für die Zwischenfrequenz von 144 MHz oder 28 MHz sind diese Leitungen bedeutungslos, so daß der Kondensator C10 die beiden ZF-Spannungsquellen parallelschaltet. Wegen der nicht sehr hohen Verstärkung der Vorstufe und des Verlusts im Diodenmischer trägt auch die ZF-Vorverstärkerstufe noch etwas zum Gesamtrauschen des Konverters bei. Es ist deshalb ein besonders bei 28 MHz sehr rauscharmer FET eingesetzt. Fr arbeitet in neutralisierter Source-Schaltung. Der Verfasser hat den Aufbau wegen der bevorzugten Anwendung mit tragbaren Funksprechgeräten für das 2-m-Band (BBT) in der Version mit 144 MHz ZF erprobt. Hier sind die Schwingkreise mit den Luftspulen L6 und L7 ohne zusätzliche Bedämpfung mehr als 2 MHz breit. Für eine Zwischenfrequenz im 10-m-Band müssen (evtl. abgeschirmte) Spulen mit Kern und wahrscheinlich mit zusätzlicher Bedämpfung eingesetzt werden. Die Drosseln L8 und L9 müssen die Zwischenfrequenz sperren; ihre Induktivität muß deshalb bei einer ZF von 28 MHz wenigstens 5 µH betragen.
Bild 3: Die Teflon-Leiterplatte fur den 13-cm-Empfangsmischer
2. Ausführung
Der SHF-Teil Vorverstärker und Mischer ist auf einer beidseitig kupferkaschierten, glasfaserverstärkten Teflon- (PTFE-) Platine geätzt. Für den ZF-Vorverstärker sind Lötstützpunkte geätzt. Bild 3 zeigt die 95 mm × 65 mm große Leiterplatte mit der Bezeichnung DJ1EE 003. Diese Platine bietet den Vorteil eines problemlosen Nachbaus ohne die unbeliebten Blecharbeiten. Die Güte ist etwas geringer als bei Koaxialkreisen mit Luft-Dielektrikum, was aber wegen der kleinen Leitungslängen kaum ins Gewicht fällt. Die Empfindlichkeitsverminderung beträgt vielleicht 5 %.
Die Massefläche der Platine bleibt ungeätzt; so lassen sich Leitungen mit definiertem Wellenwiderstand herstellen. Der Rechnungsgang ist im Anhang zu finden. Im folgenden werden die Arbeitsgänge des Aufbaus, ausgehend von der fertig geätzten Leiterplatte beschrieben.
2.1. Bohren
Die Leiterplatte erhält Bohrungen für die Innenleiter der drei Koaxialbuchsen (BNC), für die masseseitigen Anschlüsse der beiden Trimmer C15 und C16, sowie die Bauelemente (Emitter von) T1, D1, D2, L6, C12, C13 und R3; außerdem für die fünf Durchführungs-Kondensatoren. Die vier Befestigungsbohrungen sind nur ein Vorschlag; besser ist es, die Leiterplatte an den drei Buchsen im Gehäuse zu befestigen. Schließlich ist ein schmaler Schlitz erforderlich, um das Ende von L1 durch einen kleinen Blechstreifen mit Masse zu verbinden. Abschließend sind noch vier Schlitze von 1 mm Breite und 5 mm Länge für die Kondensatoren C2, C3 und C8 und C9 herzustellen. Für die Koppelkondensatoren sind keine Schlitze erforderlich, weil sie - um die Massefläche nicht unnötig zu unterbrechen - mit kleinen Winkeln stehend auf die Leiterseite gelötet werden.
2.2. Löten auf der Massaseite
Hier sind lediglich die Durchführungskondensatoren, die masseseitigen Drähte der in Abschnitt 2.1. genannten Bauelemente, jeweils ein Belag der vier Chip-Kondensatoren C2, C3, C8 und C9, sowie die Muttern der drei BNC-Buchsen anzulöten. Um die Bohrungen für die Innenleiter der Buchsen ist die Massefläche etwa 1 mm weit zu entfernen, damit kein Kurzschluß entstehen kann. Teflon-Isolator und Innenleiter der Buchse sind passend zu kürzen. Statt der BNCBuchsen kann auch Koaxialkabel nach Bild 4 eingelötet werden.
2.3. Aufbau der Leterseite
Wie erwähnt, ist das Ende von L1 mit einem schmalen Streifen aus dünnem Blech mit der Massefläche zu verbinden. Die vier Abblock-Chip-(Trapez-)Kondensatoren werden in die Schlitze gesteckt, ein Belag mit der zugehörigen λ/4-Leitung verlötet, der andere Belag mit der Massefläche. Dann werden die BNC-Buchsen eingeschraubt. Die Koppelkondensatoren C1, C4, C5, C6 und C7 sind mit kleinen Blechwinkeln von 3 bis 4 mm Breite und 2 bis 3 mm Schenkellänge festzulöten. Bild 4. zeigt zwei Skizzen für den Einbau der Koppelkondensatoren. Statt der vorgesehenen Trapezkondensatoren lassen sich auch Scheibenoder Perlkondensatoren verwenden, wenn Lack und Anschlußdrähte entfernt sind. Der Wert dieser Kondensatoren darf zwischen 8 und 12 pF liegen. Das Gleiche gilt für die Abblockkondensatoren.
Bild 4: Einbau-Einzelheiten für Streifenleitungs-Aubauten bei UHF/SHF
Der Transistor T1 und die beiden Dioden werden mit minimalen Anschlußlängen eingelötet. Bei allen UHF-führenden Lötstellen ist möglichst wenig Lötzinn zu verwenden.
3. Bauelemente
| T1 | BFR90 (Valvo) oder BFR34 A (Siemens) |
| T2 | BF245B oder C (TI), W245 (Siliconix), MPF102 (Motorola) |
| D1, D2 | HP 2800 oder 2804 (Paar), HP2810 oder 2811 (Hewlett-Packard) oder ähnliche Schottky-Dioden (wegen Vorstufe nicht sehr kritisch); besser allerdings: für SHF ausgesuchte Dioden HP2817 oder 2818 (Paar) |
| C1...C9 | 8 bis 12 pF Trapezkondensatoren (Stettner, TEFK 7) oder andere Chip-Kondensatoren oder kleine Scheiben-(Perl-)Kondensatoren |
| C10...C14, C22 | 680 pF bis 1,2 nF keram. Scheibenkondensatoren |
| C15, C16 | keramische oder Folien-Trimmer 7 mm ø ca. 20 pF Endkapazität |
| C17... C21 | 500 pF bis 2 nF lötbare Durchführungskondensatoren max. 4 mm ø |
| L6, L7 | 5,5 Wdg. versilberter Kupferdraht 0,8 bis 1 mm ø auf 6-mm-Dorn gewickelt, freitragend eingelötet (Länge ca. 8 mm) Anzapf 1 Wdg. |
| L8, L9 | 1 µH (unkritisch) Miniatur-Ferritdrosseln (Amphenol-Delevan 1025-20) |
| L10 | ca. 1,5 pH Miniatur-Ferrit-Drossel (Amphenol-Delevan 1025-24) |
| 3 Stück BNC-Buchsen für Einloch-Befestigung | |
| 1 Stück Teko-Gehäuse 3A | |
| 1 Stück Instrument 1 mA |
4. Abgleich
Bild 5 zeigt den fertigen l3-cm-Empfangsumsetzer. Lediglich der ZF-Vorverstärker muß abgeglichen werden. Die beiden Trimmer sind in Bandmitte auf maximales Rauschen im 2-m-Empfänger einzustellen. Sollte der Verstärker schwingen, so muß die Neutralisation durch einen verschiebbaren Drahtring (ca. 0,8 mm ø) auf der Drossel L10 abgeglichen werden.
Bild 5: Musteraufhau des 13-cm-Empfangsumsetzers DJ1EE 003
Nach einem Überprüfen der Transistorströme ist ein Oszillatorteil anzuschliessen, das eine Leistung von 1 bis 2 mW abgibt. Die Dioden lassen sich einzeln prüfen, indem sie nacheinander mit einem 100-Ω-Widerstand überbrückt werden (kappenlosen Widerstand mit ganz kurzen Drähten anlöten); der verringerte angezeigte Strom sollte in beiden Fällen auf etwa ± 10 % übereinstimmen.
Ein schwaches Prüfsignal bei 2304 MHz läßt sich mit Hilfe eines 57,6-MHz-Quarzes (für Konverter 70 cm/2 m) erzeugen. Die Frequenz 57,6 MHz wird erst verzehnfacht und anschließend vervierfacht.
5. Oszillatorteil
Bis die Bauanleitung für ein nachbausicheres Oszillatorteil vorliegt, schlägt die Redaktion vor, die folgende Anordnung zu versuchen:
Grundwellen-Oszillator mit einem Quarz 27,0 MHz (billiges Sonderangebot); mit einer Baugruppe DJ4LB 003 die Frequenz verfünffachen (T301 mit Emitter an Masse), verdoppeln (T302), nocheinmal verdoppeln (T303 = BF223) und die erhaltenen 540 MHz mit einem BFR90 für T304 auf etwa 50 mW verstärken. Dabei läßt man die Kondensatoren C307 und C310, sowie die Trimmer C316 und C321 weg; L306 wird auf 3 Windungen vergrößert und R310 auf einen optimalen Wert verkleinert. Mit diesem Signal kann der in (3) beschriebene Schottky-Dioden-Vervierfacher mit anschließendem interdigitalen Filter angesteuert werden. Das Filter stellt sicher, daß die richtige Endfrequenz von 2160 MHz ausgesiebt wird.6. Anhang
Als Anwendung der Streifenleitungstechnik sollen die geometrischen Abmessungen der Ringverzweigung berechnet werden. Wegen der in Abschnitt 1. 2. erläuterten Leistungsanpassung besteht der Ring aus einer geschlossenen √2 × 50-Ω-Leitung. Diese 70-Ω-Leitung hat die Länge 2 × λ/2 + 2 × λ/4 = 1,5 λ. Die Breite des zu ätzenden Streifens läßt sich aus den in (4) gezeigten Kurven für die Ermittlung des Wellenwiderstands entnehmen. Bei einer Substratdicke von 1,6 mm und einem Teflon-Glasfaser-Material mit εr = 2,2 erhält man ein Verhältnis Breite zu Substratdicke von w/h = 1,9. Für die 70-Ω-Leitung ergibt sich daraus eine Streifenbreite von 1,9 × 1,6 = 3,04 mm.
Alle geätzten Leitungen werden mit √εr eff verkürzt. Diese "wirksame" Dielektrizitätskonstante Er eff ist kleiner als εr. Sie hängt außerdem von w/h ab; damit ist auch der Verkürzungsfaktor λo/λStr. von w/h abhängig. Er läßt sich mit w/h = 1,9 ebenfalls aus den gegebenen Kurvenscharen zu λo/λStr. = 1,35 ermitteln. Damit ergibt sich für die geometrische Länge der λ/4-Leitungen des Ringes:
7. Literatur
- R. Niefind: Der Amateurfunk-Satellit OSCAR 7, UKW-Berichte 13 (1973) H. 4, S. 232 - 237
- K. Richter: Design DC Stability into your Transistor Circuits, MICROWAVES Vol. 12, No. 12 (Dez. 1973) S. 40 - 46
- R. E. Fisher: Interdigital Converters for 1296 and 2304 MHz, QST Vol. 58 No. 1 (Jan. 1974) S. 11 - 15
- K. Hupfer: Streifenleitungen im VHF- und UHF-Gebiet, UKW-Berichte 11 (1971) H. 2, S. 91 - 100
Hinweise - Verbesserungen - Änderungen
Die Neutralisation des ZF-Vorverstärkers mit T2 scheint verschiedentlich Schwierigkeiten zu machen. Bisher wurden folgende Änderungen erprobt: Die Spule L6 wird um 90° verdreht eingebaut, um die Kopplung mit L7 zu verringern; der Wert der Neutralisationsdrossel L10 wird auf 1 µH verringert und/oder der Ausgangskreis mit einem Widerstand bedämpft.
Dieser 2304-MHz-Empfangskonverter wurde von Jürgen Wasmus, DJ4AU, Franz Karl Eichhorn, DJ8QL, und Friedrich Edinger, DK2DPX, nachgebaut und zwar für eine Zwischenfrequenz von 28 bis 30 MHz. Rauschzahlmessungen an einem automatischen Rauschmeßplatz von Hewlett Packard ergaben bei allen drei Konvertern Werte zwischen 10 und 12 dB. Dabei war das Spiegelfrequenzrauschen durch ein auf 2304 MHz abgestimmtes Filter ausgeschaltet.
Da die verwendeten Eingangstransistoren vom Typ BFR34A besser sind als die Rauschmeßwerte zu zeigen scheinen, wurde ein besserer ZF-Vorverstärker eingebaut. Wie das Schaltbild zeigt, wird hierin der gleiche UHF-Transistor eingesetzt wie in der Vorstufe, nämlich ein BFR34A. Nach dem Umbau wurden Rauschzahlen zwischen 6 und 7 dB gemessen, was gut den propagierten Werten entspricht. Wegen Platzmangel auf der Teflon-Leiterplatte ist der Umbau etwas schwierig, aber nicht unmöglich.
Bild b: Anpassung
Spulendaten:
(Spulenkörper 5 mm ø, KW-Kern - rot)
L1: 20 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,2 mm ø Mischer-Anzapf: 5 Wdg. v. k. Ende Basis-Anzapf: 8 Wdg. v. k. Ende
L2: 20 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,2 mm ø Kollektor-Anzapf: 8 Wdg. v. k. Ende Ausgangs-Anzapf: 5 Wdg. v. k. Ende
DJ1EE, Konrad Hupfer.