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1. Einleitung
Mit Dioden-Ringmodulatoren aufgebaute Mischstufen weisen gegenüber herkömmlichen Eintaktschaltungen (bipolare Transistoren, FETs, MOSFETS) erheblich bessere Großsignaleigenschaften auf. Voraussetzung ist allerdings, daß der Mischer an allen Anschlüssen mit der richtigen Impedanz (meist 50 Ω) abgeschlossen wird, und zwar nicht nur für die jeweils betrachtete Nutzfrequenz, sondern auch für alle möglichen Mischprodukte. Nur dann werden die in den Datenblättern angegebenen Werte bezüglich IP (intercept point) und Nebenwellenabstand (3 f1 ± f2, u.s.w.) erreicht. In der Arbeit von Michael Martin, DJ7VY(1) wird ausführlich auf diese Problematik eingegangen.
Der vorliegende Bericht bringt einige praktische Schaltungsvorschläge, die sich leicht berechnen und für einen gegebenen Anwendungsfall dimensionieren lassen.
2. Schaltungen
2.1. Tiefpaßkopplung
Problem: ein Ringmodulator soll bis zu einer Grenzfrequenz fg an einen Generator mit dem Innenwiderstand R angepaßt werden, gleichzeitig soll jedoch der Mischer bis zu sehr hohen Frequenzen richtig abgeschlossen, d.h. mit dem Widerstand R belastet sein. Bild 1 zeigt eine geeignete Schaltung.
Bild 1: Tiefpaß-Ankopplung eines Ringmodulators.
Der Ringmischer "sieht" am Ausgang des Anpaßgliedes den Widerstand Z:
Definitionsgemäß soll Z = R sein, und zwar für alle w. Dies führt zu folgender Bedingung:
Natürlich gibt es unendlich viele Kombinationen von L und C, die diese Bedingung erfüllen. Das Produkt L × C bestimmt die Grenzfrequenz, oberhalb der die Leistung des Generators nicht mehr zum Mischer gelangen kann:
Es gibt Fälle, in denen die Induktivität L Bestandteil des Generator-Innenwiderstandes ist, z.B. bei einer Signalquelle mit Übertrager (Streuinduktivität).
Zahlenbeispiel: Der Ausgang eines Emitterfolgers soll möglichst breitbandig an einen Dioden-Ringmischer angepaßt werden. Der Innenwiderstand der Stufe betrage 30 Ω, zum Schutz gegen wilde Schwingungen ist eine Drossel von 1 µH in Serie zum Ausgang notwendig. Wie ist das Anpaßglied zu dimensionieren und bis zu welcher Grenzfrequenz ist die Schaltung verwendbar? Geringe Anpaßverluste können toleriert werden, der Mischer soll jedoch für alle Frequenzen exakt mit 50 Ω belastet sein.
Bild 2: Zahlenbeispiel für die Breitband-Ankopplung eines Ringmodulators an einen Emitterfolger.
Die Lösung ist in Bild 2 dargestellt. Da der Innenwiderstand der Transistorstufe kleiner als die Nennimpedanz des Ringmodulators ist, muß ein zusätzlicher Widerstand Rv vorgesehen werden. Dies bringt zwar Verluste, dient aber der Schwingsicherheit der Schaltung. Für den Kondensator C ergibt sich nach Gl. 1:
Die Grenzfrequenz beträgt nach Gl. 2:
2.2. Hochpaßkopplung
Wenn man in Bild 1 L und C vertauscht, entsteht ein Anpaßglied mit Hochpaßcharakter. Die angegebenen Formeln gelten unverändert; die Grenzfrequenz fg stellt nun selbstverständlich die untere Grenze des Übertragungsbereichs dar. Weil dieser Fall in der Praxis relativ selten vorkommt, soll hier auf ein Beispiel verzichtet werden.
2.3. Bandpaßkopplung
Oft interessiert nur eine einzige Frequenz oder ein schmales Frequenzband (zum Beispiel die Zwischenfrequenz) im Ausgangsspektrum der Mischstufe; trotzdem soll diese möglichst breitbandig, das heißt auch für höhere und tiefere Frequenzen richtig abgeschlossen sein. In solchen Fällen greift man zur Bandpaßkopplung, wie sie in Bild 3 zu sehen ist.
Bild 3: Bandpaßkopplung zwischen Ringmodulator und Last.
Beide Schwingkreise, sowohl der Serienkreis LiC1 als auch der Parallelkreis L2C2 sind auf die Nutzfrequenz fs abgestimmt. Der Eingangswiderstand der Schaltung - vom Mischer her gesehen - ist
Auch dieser Ausdruck muß für alle w gleich R sein. Als Bedingung hierfür ergibt die Ausrechnung
Da beide Schwingkreise auf dieselbe Frequenz abgestimmt sind (L1C1 = L2C2), vereinfacht sich der Ausdruck zu
Wie bei allen Bandpässen lassen sich auch hier Mittenfrequenz fs und Übertragungsbandbreite B unabhängig voneinander wählen. Die Bandbreite der beschriebenen Schaltung wird von der Betriebsgüte Q des Serienschwingkreises L1C1 festgelegt:
Der Parallelkreis ist in der Nähe der Signalfrequenz hochohmig und daher unwirksam, er dient nur zur Kompensation der durch den Serienkreis verursachten Blindwiderstände außerhalb des Durchlaßbereiches.
Bandbreite und Betriebsgüte stehen miteinander im Zusammenhang:
Kombiniert man die Gleichungen 3 bis 5 miteinander, dann ergeben sich die Dimensionierungsformeln:
Beispiel: Der ZF-Ausgang eines Dioden-Ringmischers soll an einen in Gate-Schaltung betriebenen Hochstrom-FET (S = 20 mA/V) angepaßt werden. Die Zwischenfrequenz beträgt 9 MHz, der Bandpaß soll eine Durchlaßbreite von 300 kHz aufweisen. Der Ringmodulator muß für alle Frequenzen reell mit 50 Ω abgeschlossen sein.
Die nach Gl. 6 bis Gl. 9 berechneten Werte sind in Bild 4 eingetragen. Man sieht, daß der Parallelschwingkreis ein extrem niedriges L/C- Verhältnis aufweist. Trotzdem ist die Schaltung noch durchaus in der Praxis realisierbar. Bei diesem Beispiel wurde vorausgesetzt, daß der Eingangswiderstand des FET gerade 50 Ω beträgt (Re = 1/S). Auch diese Bedingung läßt sich praktisch erfüllen, notfalls kann man mehrere gleiche FETs mit kleinerer Steilheit parallelschalten.
Bild 4: Zahlenbeispiel für eine Bandpaßkopplung zwischen Ringmodulator und FET in Gate-Schaltung.
Alle bisher besprochenen Anpaßglieder sind "ideale" Abschlußnetzwerke, weil sie den Ringmischer im gesamten Frequenzbereich von Gleichspannung bis (theoretisch) zur Frequenz unendlich richtig belasten. Diese Forderung wird aber von der Praxis nicht gestellt, denn die Mischer haben selbst nur einen beschränkten Frequenzbereich und es genügt, die Anpassung nur für diesen Bereich auszulegen. Durch diese Einschränkung ist es möglich, auch Bauteile mit Parallelkapazität breitbandig anzupassen.
2.4. Transistorausgang und Ringmischer
Bild 5: Anpassen eines Leistungstransistors an einen Ringmischer.
Ringmischer benötigen - im Gegensatz zu "aktiven" Mischstufen - meist eine beachtliche HF-Leistung am Oszillatoreingang (zwischen 5 und 500 mW), so daß sie durch relativ leistungsfähige Transistoren angesteuert werden müssen. Diese Transistoren besitzen wegen ihrer großflächigen Systemgeometrie ziemlich hohe Ausgangskapazitäten, die das direkte Anschließen eines Dioden-Ringmodulators meist nicht zulassen. Man kann aber - wie Bild 5 zeigt - diese schädliche Kapazität C in ein Tiefpaß-π-Glied einbauen; der Parallelwiderstand Rp wird so dimensioniert, daß er zusammen mit dem Transistorinnenwiderstand Ri die Nennimpedanz R des Ringmischers ergibt. Der Eingangswiderstand Z der Schaltung ist dann unterhalb der Grenzfrequenz des Tiefpasses etwa gleich R. Mit den bekannten Formeln für das Tiefpaß-π-Vollglied
ergeben sich die zur Dimensionierung des Anpaßgliedes (für gegebene Werte von R, Ri und C) nötigen Gleichungen:
Die Grenzfrequenz beträgt
Beispiel: Für einen "high level"- Mischer soll die Oszillatorendstufe dimensioniert werden. Sie soll einen Pegel von +23 dBm (= 200 mW) im Frequenzbereich von 5 bis 100 MHz abgeben können und den Ringmodulator für alle Frequenzen zwischen 5 und ca. 300 MHz mit 50 Ω abschließen.
Wie Bild 5 zeigt, besteht der Lastwiderstand des Transistors aus der Parallelschaltung von Rp und dem Eingangswiderstand des Ringmischers, beträgt also etwa 50 Ω/2 = 25 Ω. Da die erzeugte HF-Leistung auf beide Widerstände verteilt wird, muß der Transistor 400 mW abgeben. Die Kollektorwechseispannung mißt also
Der Kollektorwechselstrom ergibt sich damit zu
Die Scheitelwerte von Kollektorspannung und -strom liegen noch um den Faktor √2 ≈ 1,4 höher, also
ûc = 3,16V × 1,4 = 4,42 V
î = 126 mA × 1,4 = 178 mA.
Damit liegt der Gleichstromarbeitspunkt des Transistors fest. Man wählt
UCE = 10 V (Restspannung!)
IC = 250 mA
Da die höchste Betriebsfrequenz bis zu 100 MHz betragen kann, sollte die Transitfrequenz des gewählten Transistors mindestens 400 MHz erreichen. Die Wahl fiel auf den Typ 2N3375; die Gesamtschaltung zeigt Bild 6.
Bild 6: Oszillatorverstärker für High-Level-Ringmischer.
Im Datenblatt des Transistors findet man bei IC = 250 mA und f = 100 MHz folgende Werte:
C = 12 pF
Ri = 500 Ω
fT = 400 MHz.
Nach Gl.10 und 11 ergibt sich:
Die Grenzfrequenz der Schaltung ist nach Gl.12:
Der Koppelkondensator Ck ist zur gleichstrommäßigen Trennung erforderlich; sein Blindwiderstand sollte bei der tiefsten vorkommenden Frequenz klein gegen 50 Ω sein. Mit XCk = 5 Ω und f = 5 MHz ergibt sich
3. Literatur
- Martin, M.: Empfängereingangsteil mit großem Dynamikbereich und sehr geringen Intermodulationsverzerrungen, CQ-DL 1975, Heft 6, S. 326 - 336
DK1OF, Joachim Kestler.