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Überarbeiteter Text eines Vortrags auf der VHF-UHF 76 in München.
Die Frequenzvervielfachung ist das älteste Verfahren, um in einem Frequenzbereich, in dem stabile durchstimmbare Oszillatoren und preiswerte Grundwellenquarze nicht mehr realisierbar sind, eine konstante Ausgangsfrequenz zu erzeugen. Neuerdings sind durch die SSB-Technik das Mischprinzip und durch Anwendung integrierter Schaltungen das PLL-Verfahren hinzugekommen.
Das Mischprinzip ist bezüglich des Stromverbrauchs und der Zahl der Stufen sehr wirtschaftlich, von den Quarzkosten einmal abgesehen, und es ist für jede Modulationsart brauchbar. Die Zahl der möglichen Nebenwellen ist gering. Für ihre Unterdrückung sind neben der Art der Oszillatoraufbereitung die Eigenschaften des auf die Mischstufe folgenden Filters besonders wichtig.
Das PLL-Verfahren ist bezüglich der notwendigen Siebmittel am einfachsten. Der Stromverbrauch kann dagegen beachtlich sein, vor allem wenn TTL- oder gar ECL-Schaltkreise eingesetzt werden müssen. Die Nebenwellenfreiheit hängt neben dem Frequenzgang der Regelschleife und ihrer Verstärkung auch sehr von der Wirksamkeit der Oszillator-Trennstufen ab. Ist die Regelschleife unterbrochen oder nicht stabil, kann es zu ungewollten Ausstrahlungen innerhalb des Ziehbereiches des VCO kommen, so daß eine geeignete Überwachungsschaltung geboten erscheint.
Bei der Frequenzvervielfachung steigt die Anzahl der möglichen Nebenwellen mit dem Vervielfachungsfaktor an. Beschränkt man sich aber pro Stufe auf eine Verdopplung oder Verdreifachung, so bleibt der relative Abstand zwischen der gewünschten und den unerwünschten Harmonischen doch so groß, daß eine gute Aussiebung mit wenigen Kreisen möglich ist. Bei einer Vervielfacherkette konzentriert sich die Nebenwellenunterdrückung also nicht auf ein einzelnes kritisches Filter, sondern sie verteilt sich auf die Selektionsmittel am Ausgang jeder einzelnen Stufe. Diese lassen sich mit einem einfachen Absorptionsfrequenzmesser auf maximales Nutzsignal abgleichen. Daher ist die Frequenzvervielfachung ein recht unkritisches und übersichtliches Verfahren, das seinen Platz behaupten wird.
1. Breitbandige Vervielfacher
Breitbandige Vervielfacher sind unter Amateuren weniger bekannt, obwohl sie für manche Aufbereitungskonzepte interessant sein können.
Seit langem gibt es den Zweiweggleichrichter (Bild 1), bei dem durch Umklappen der Sinushalbwellen eine Verdopplung der Eingangsfrequenz zustandekommt. Unter Verzicht auf volle Breitbandigkeit läßt sich der Anteil höherer Harmonischer am Ausgang mit Hilfe des Kondensators C absenken. Die passiven Verdoppler in der Größe einer halben Streichholzschachtel, von manchen Firmen zur Erweiterung des Frequenzbereichs ihrer Meßsender angeboten, arbeiten nach diesem Prinzip.
Bild 1: Der Zweiweggleichrichter als Verdoppler
Seit einiger Zeit sind auch lineare integrierte Schaltungen auf dem Markt, die eine Frequenz-Verdopplung durch Quadrieren des Eingangssignals bewirken (Bild 2). Als theoretische Grundlage dieses Vorgangs sei die Formel cos2ωt = ½(1 + cos2ωt) angeführt. Sie besagt, daß beim Quadrieren einer Cosinusfunktion ein konstanter Wert (Gleichstrom) und eine Cosinusfunktion mit doppelter Frequenz entsteht. Für eine gute Ausgangskurvenform darf der Schaltkreis nicht übersteuert werden. Empfehlenswert ist bei einigen Typen eine optimale Einstellung der Symmetrie von außen.
Bild 2: Ein integrierter Quadrlerer als Verdoppler
Das Eingangssignal dieser breitbandigen Verdoppler sollte möglichst sinusförmig sein. Aber auch dann läßt sich nach bisherigen Erfahrungen des Verfassers kein besserer Nebenwellen-abstand als 25 bis 30 dB erzielen. Auf eine zusätzliche Selektion in der nachfolgenden Schaltung kann daher meist nicht verzichtet werden.
2. Selektive Vervielfacher
2.1. Verwendung von bipolaren Transistoren
Ist das zur Verfügung stehende Signal nicht groß genug, um einen gesperrten Transistor zu öffnen, dann ist ein Vervielfacher mit Ruhestrom angebracht. Bild 3 zeigt eine solche Schaltung. Sie gleicht im Aussehen einem üblichen A-Verstärker, doch wird der Emitterwiderstand so hochohmig eingestellt, daß bei Ansteuerung der Kollektorwechselstrom größer wird als der Kollektorgleichstrom. Dabei bleibt die durch den Basisteiler festgelegte Gleichspannung konstant. Die Gleichspannung am Emitterwiderstand dagegen nimmt zu, so daß der Arbeitspunkt des Transistors durch die Ansteuerung vom A-Betrieb in den B- oder gar C-Betrieb verschoben wird. Der Emitter-Abblockkondensator hält in den stromlosen Zeiten die Gleichspannung aufrecht. Bei dieser Betriebseinstellung entstehen im Kollektorstromkreis genau die gleichen, einer abgeschnittenen Sinuskurve entsprechenden Stromspitzen, wie sie in älteren Lehrbüchern über C-Verstärker und Vervielfacher mit Röhren gezeigt werden. Der Stromflußwinkel läßt sich mit dem Emitterwiderstand RE einstellen, so daß man die Schaltung für Verdopplung oder Verdreifachung optimieren kann.
Die in Bild 3 eingezeichneten Gleichspannungswerte sind ein Anhaltspunkt für die Dimensionierung des Basisteilers, um eine gute Temperaturstabilität zu gewährleisten. Zwischen Kollektor und Schwingkreis ist ein ohmscher Widerstand von 10 bis 100 Ω eingefügt, um parametrische Schwingungen(1) zu unterdrücken.
Bild 3: Vervielfacher mit Ruhestrom für schwache Steuersignale
Steht genügend Ansteuerung zur Verfügung, kann man auf den oberen Basisteilerwiderstand verzichten und den optimalen Arbeitspunkt mit dem unteren Widerstand und dem Emitter-widerstand einstellen. Das führt zu einer bautellesparenden Schaltung nach Bild 4, die auf einen Emitterwiderstand ganz verzichtet und den Arbeitspunkt mit dem Basis-EmitterWiderstand RBE erzeugt. An ihm entsteht durch den Basisstrom bei Ansteuerung eine negative Spannung von 0,4 bis 1 V. Man kann sie mit einem hochohmigen Voltmeter ohne weiteres messen, indem man vor die Prüfspitze eine möglichst kapazitätsarme HF-Drossel schaltet. Der für einen bestimmten Arbeitspunkt gefundene Wert für den Widerstand RBE ist allerdings vom jeweiligen Transistorexemplar abhängig. Der Kollektorkreis ist genauso geschaltet wie in Bild 3.
Bild 4: Vervielfacherstufe im C-Betrieb
Bild 5 zeigt den prinzipiellen Zusammenhang zwischen dem Widerstandswert von RE oder RBE und der Ausgangsspannung beziehungsweise Ausgangsleistung des Vervielfachers. Man ermittelt den optimalen Wert mit einem Trimmpotentiometer und lötet dann den nächsthöheren Wert der Widerstands-Normreihe als Festwiderstand in die Schaltung ein. Ein Wert unterhalb des Optimums könnte bei Toleranz- und Temperatur-Einflüssen schnell zu einem Abfall des Vervielfacher-Wirkungsgrades führen.
Bild 5:
2.2. Selektiver Vervielfacher mit Feldeffekt-Transistor
Bild 6 zeigt einen von Klaus Muth, DC1MK, angegebenen bauteilesparenden Vervielfacher mit einem Sperrschicht-Feldeffekt-Transistor. Er arbeitet mit Ruhestrom und ist daher ebenfalls für die Vervielfachung kleiner HF-Spannungen geeignet. Der N-Kanal-FET erzeugt bei Ansteuerung wie ein Röhrenaudion eine negative Vorspannung am Ableitwiderstand Rg. Eine Optimierung des Arbeitspunktes durch Abgleich von Rg erscheint möglich, wurde aber von DC1MK nicht untersucht.
Bild 6: Selektiver Vervielfacher mit Feldeffekt-Transistor
3. Nebenwellenabstand in Abhängigkeit vom Selektionsaufwand
Das grundsätzliche spektrale Aussehen des Ausgangssignals einer Vervielfacherkette zeigt Bild 7. Beiderseits der gewünschten Frequenz f erkennt man etliche Linien mit meist unterschiedlicher Höhe. Ihr Abstand entspricht der Eingangsfrequenz der Kette.
Bild 7: Ausgangsspektrum einer Vervielfacher.
Dieses Bild kommt dadurch zustande, daß zum Beispiel bei der Verdopplung von 18 MHz auf 36 MHz die 18-MHz-Anteile nicht vollkommen unterdrückt werden. Der nächste Verdoppler erhält daher ein 36-MHz-Signal, das mit 18 MHz moduliert ist, und erzeugt daraus eine 72-MHz-Schwingung, die wiederum mit 18 MHz und bei unvollkommener Unterdrückung der Eingangsfrequenz auch mit 36 MHz moduliert ist. Der nächste Verdoppler erzeugt dann die gewünschte Endfrequenz von 144 MHz, die ihrerseits mit 18-, 36- und 72-MHz-Anteilen moduliert ist. Außerdem sind noch die Harmonischen von 144 MHz im Ausgangssignal vertreten.
Die Lizenzbehörde läßt nun für Amateurfunksender mit Betriebsfrequenzen über 30 MHz bis zu 25 Watt Sendeleistung für die Ober- und Nebenwellen eine maximale Leistung von 25 µW zu. Bei höherer Sendeleistung wird ein Abstand von wenigstens 60 dB gefordert. Den experimentierenden Amateur mit begrenzten Meßmitteln interessiert natürlich die Frage, welcher Filteraufwand für einen Ober- und Nebenwellenabstand von 60 dB notwendig ist.
Der Verfasser und Manfred Eckart-Weißbaecker, DC2CV, haben sich in gegenseitigem Erfahrungsaustausch mit Vervielfacherketten für verschiedene Projekte beschäftigt. Für die Nebenwellenmessungen konnte ein Spektrumanalysator bis 1200 MHz mit einer Auflösung von 70 dB benutzt werden. Über die Ergebnisse wird hier berichtet.
3.1. Verdoppler mit Einzelkreis
Als erste wurde eine Verdopplerkette mit Einzelkreisen vermessen, und zwar ein Aufbau nach DC1MK mit FET-Verdopplern entsprechend Bild 6 mit einem nachgeschalteten Leistungsverstärker (Bild 8). Der Nebenwellenabstand betrug im Mittel 43 dB. Um zu besseren Resultaten zu gelangen, wurden eigene Schaltungen aufgebaut, bei denen nach Möglichkeit preiswerte bipolare Transistoren verwendet werden sollten.
Bild 8: FET-Verdopplerkette mit Einzelkreisen
3.2. Verdoppler mit Parallel- und Serienkreis
Bild 9 zeigt eine Vervielfacherkette unter Verwendung von Schaltungen nach Bild 3 und 4, bei denen zur Erhöhung der Selektion die jeweils nächste Stufe über einen Serienkreis angekoppelt ist. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß sich die Anpassung zwischen beiden Stufen durch Abgleich zweier Induktivitäten kontinuierlich einstellen läßt.
Bild 9: Verdopplerkette mit Parallel- und Serienkreisen
Die Messung des Nebenwellenabstandes aber brachte eine Enttäuschung. Das Ergebnis war nicht besser als bei der Schaltung nach Bild B. Es wurde noch versucht, die Selektivität der Parallelkreise durch höhere Kapazität und die der Serienkreise durch kleinere Kapazität zu verbessern. Die Ausgangsleistung ging daraufhin deutlich zurück, aber am Nebenwellen-abstand hatte sich nichts geändert. Die Wertangaben in Bild 9 entsprechen dem letzten Stand.
Die Untersuchung des Nebenwellenabstandes an der Basis des zweiten Verdopplers zeigte, daß dort noch starke Anteile der Eingangsfrequenz 18 MHz vorhanden waren. Offensichtlich war die Kombination von Parallel- und Serienkreis nicht in der Lage, die Eingangsfrequenz des Verdopplers genügend zu unterdrücken.
3.3. Vervielfacher mit Zweikreis-Bandfilter
DC2CV baute unterdessen mit zwei Stufen entsprechend Bild 3 eine Vervielfacherkette von 24 MHz nach 144 MHz auf und wählte zur Selektion ein kapazitiv gekoppeltes, zweikreisiges Bandfilter. Die Spulen waren in Einzelbechern untergebracht, die auf einer durchgehenden Kupferkaschierung aufgeschraubt waren. Diese Kupferfläche diente als Masse für die gesamte Schaltung. Mit diesem Aufbau erzielte er über 60 dB Nebenwellenunterdrückung.
Nach diesem guten Ergebnis stellte der Verfasser die ersten beiden Verdoppler seiner Schaltung ebenfalls auf Bandfilterkopplung um (Bild 10). Obwohl die Spulen völlig frei auf einer einfach kaschierten Platine standen und die Masseverhältnisse längst nicht so ideal waren wie beim Aufbau von DC2CV, wurde auch hier eine Nebenwellendämpfung über 60 dB gemessen.
Bild 10: Vervielfacherkette mit kapacitiv gekoppelten Zweikreis-Bandfiltern.
Bild 11 zeigt die grundsätzliche Anordnung der Vervielfacherkette in einem TEKO-Gehäuse des Typs 4A. Links vorn ist ein Quarz mit dem Ziehtrimmer montiert, dahinter auf der Platine ein VXO und eine Stabilisierungsschaltung für 7,5 V. Die Bezeichnungen V, bis Vp geben die Lage der Transistoren entsprechend Bild 10 an, die Kreise die Stellung der Einzelspulen. Die Masse läuft am Platinenrand um und schließt außerdem den VXO ein.
Bild 11: Grundsätzliche Anordnung der Vervielfacherkette In einem TEKO-Gehäuse.
Bei diesem Aufbau war der letzte Verdoppler nicht auf die neue Filterschaltung umgestellt worden, um die Platine nicht unnötig zu ändern. Dadurch waren im Ausgangssignal die 72-MHz-Komponenten noch stärker vertreten. Dies konnte aber in Kauf genommen werden, da sie vom 2-m-Bandpaßfilter(2) am Senderausgang bereits genügend unterdrückt werden. Bei einem neuen Entwurf wird in allen Verdoppler-Stufen Bandfilterkopplung angewendet werden.
Vergleicht man die Filteranordnungen von Bild 9 und Bild 10, so liegt der eigeniiiche Mehraufwand in zwei Kondensatoren. Die Schaltung des zweiten Bandfilterkreises mit ihrer kapazitiven Ein- und Auskopplung ist aber wesentlich besser geeignet, Frequenzen unterhalb der gewünschten Harmonischen abzuleiten und von der nächsten Stufe fernzuhalten, als ein Serienkreis es vermag. Das gute Ergebnis mit diesem Bandfilter beweist, wie wichtig die Unterdrückung der Eingangsfrequenz der Vervielfacherstufe für einen guten Nebenwellen-abstand ist.
Um die Dimensionierung des Bandfilters für beliebige Frequenzen zu erleichtern, zeigt Bild 12 eine frequenzunabhängige Darstellung, in der anstelle der Kapazitätswerte deren Blindwiderstände angegeben sind. Aus ihnen lassen sich die Werte für die jeweilige Anwendung errechnen. Die Spulen sind für Resonanz zu bemessen. Diese Dimensionierung gilt für Betriebsspannungen um 10 V und für Ströme von ca. 5 mA.
Für die Ankopplung des folgenden bipolaren Transistors an den zweiten Bandfilterkreis wurde hier eine kapazitive Stromleiterschaltung gewählt, das heißt, ein Teil des Schwingkreisstromes wird abgezweigt und fließt durch den Transistoreingang. Dies führt zu kleineren Kapazitätswerten als bei einem kapazitiven Spannungsteiler, bei dem die untere Kapazität unter Umständen recht groß werden kann und dann schon eine merkliche Eigeninduktivität aufweist.
4. Nachteile einer zu niedrigen Anfangsfrequenz
Abschließend sollen kurz einige Nachteile erwähnt werden, die bei einer niedrigen Anfangsfrequenz einer Vervielfacherkette auftreten können. Bei Verwendung der preiswerten 9-MHz-Quarze fällt zum Beispiel die erste Nebenlinie oberhalb 144 MHz in den kommerziellen Sprechfunkbereich und kann auch bei guter Unterdrückung bestimmte Kanäle in der Nachbarschaft blockieren. Ähnlich gelagerte Einzelfälle sind in München bei Geräten mit einer Aufbereitungs-Zwischenfrequenz von 10,7 MHz bekanntgeworden. Man tut vielleicht gut daran, für den ersten Vervielfacher sogar ein Dreikreisfilter einzuplanen, um die dem Träger am nächsten liegenden Nebenlinien besonders gut zu unterdrücken.
Ein weiterer Nachteil einer Anfangsfrequenz von 9 MHz zeigte sich beim Aufbau des 70-cm-Relais DB0TR in Rosenheim. Da der Abstand zwischen Sende- und Empfangsfrequenz 8,5 MHz beträgt, blockierte die erste Nebenlinie 9 MHz unterhalb der Sendefrequenz den Empfängerkonverter. Nach der Umstellung der Vervielfacherkette auf eine Grundfrequenz von 18 MHz arbeitete das Relais einwandfrei.
Bild 12: Frequenzunabhänglge Darstellung ais Dimensionierungshllfe
5. Literatur
- Brandt, H.J.: Erkennen und Beseitigen von Störschwingungen in Transistorsendern, UKW-Berichte 16 (1976) Heft 2, Seite 109 - 116
- Brandt, H.J.: Einfaches Bandpaßfilter für das 2-m-Band, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 3, Seite 158 - 163
DJ1ZB, Hans-Joachim Brandt.