Home - Techniek - Electronica - Radiotechniek - Radio amateur bladen - UKW-Berichte - V-MOS-Transistoren in Leistungsverstärkern für das 2-m-Band
In den letzten Jahren kamen zahlreiche VMOS-Leistungstransistoren auf den Markt. Dieser Bericht soll ihre Unterschiede beziehungsweise Vorteile gegenüber konventionellen MOS-Transistoren und bipolaren Transistoren aufzeigen,und die wichtigsten Hinweise zu ihrer Anwendung geben. Drei aufeinander abgestimmte Leistungsverstärkerstufen werden ausführlich beschrieben; sie ermöglichen eigene Versuche und Erfahrungen. Zusammengeschaltet ergeben sie einen 3-stufigen Linearverstärker, der sich mit weniger als 50 mW auf 80 bis 100 W im 2-m-Band aussteuern läßt. Meßhilfsmittel und ein Oberwellenfilter für diese Leistung - alles ohne teure Teile - vervollständigen die Beschreibung.
1. V-MOS, Eine knappe Einführung
In herkömmlichen MOS-FETs fließt der Strom horizontal im Substrat, wie die Prinzipskizze in Bild 1 andeutet. Der Widerstand zwischen Source und Drain hängt vom Potential am Gate ab. Er läßt sich bei gegebenem Abstand Source-Drain und gegebener Gate-Fläche nur bis zu einem Minimum RDS on erniedrigen. Soll der MOS-FET Leistung erzeugen, dann darf RDS on nur wenige Ω betragen, weil sonst die Transistor-Verlustleistung zu hoch wird. Es gibt durchaus konventionelle MOS-FETs mit niedrigen RDS on, doch sie benötigen eine große Gate-Fläche und weisen dadurch eine große Gate/Source-Kapazität auf. Diese Typen eignen sich daher nur für niederfrequente Anwendungen.
Bild 1: Querschnitt durch einen konventionellen MOS-FET (SILICONIX Datenbuch V-MOS-Power FETs, 1980).
Im HF-Bereich können konventionelle MOSFETs Leistungen bis zu 1 W erzeugen. Höhere Leistungen - bis etwa 120 W bei Frequenzen bis ca. 300 MHz - sind in MOS-Technologie erst seit der Entwicklung der V-MOS-FETs möglich. Das "V" steht für ihre vertikale Struktur; der Strom fließt vertikal im Substrat, wie Bild 2 andeutet.
Bild 2: Querschnitt durch einen V-MOS-FET (SILICONIX).
Durch die V-Struktur beträgt die Kanallänge nur ungefähr 1/3 derjenigen in konventionellen MOS-Strukturen, was den ON-Widerstand auf etwas 1/3 reduziert. Außerdem bilden sich zwei Stromkanäle, wodurch der ON-Widerstand noch einmal halbiert wird. Aber auch die andere Drain-Struktur hilft den ON-Widerstand zu verringern, so daß insgesamt bei gleicher Eingangskapazität wesentlich höhere Ströme als einem konventionellen MOS-FET fließen können.
Die weiteren, für die Anwendung sehr bedeutenden Vorteile von V-MOS-Transistoren seien nur stichpunktartig aufgezählt:
- Sie weisen eine geringe Rückwirkungskapazität auf
- Die vorhandene Rückwirkungskapazität ist im Gegensatz zu bipolaren Transistoren weitgehend statisch, was sich in einer sehr viel geringeren Neigung zu parametrischen Schwingungen ausdrückt.
- V-MOS-Transistoren haben einen negativen Temperatur-Koeffizienten, das heißt der Drainstrom nimmt mit steigender Temperatur ab, thermischen "Selbstmord" gibt es bei ihnen nicht.
- V-MOS-Transistoren weisen eine äußerst lineare Übertragungskennlinie auf. Der erforderliche Ruhestrom wird einfach durch Anlegen einer Gleichspannung eingestellt. Eine Temperaturkompensation ist nicht erforderlich.
2. Grundlegende Berechnungen bei V-MOS-Leistungsstufen
Die mit einem Transistor maximal erzielbare Leistung kann man mit Gleichung 1 überschlägig errechnen:
Darin bedeuten:
UDD = Betriebsspannung
UDS on = Drain/Source-Restspannung bei Vollaussteuerung
RL = Lastwiderstand am Transistor
Die Restspannung UDson kann man mit Formel 2 errechnen:
Man erkennt jetzt den Einfluß des in Abschnitt 1 diskutierten Transistorwiderstandes RDS on: Ein hoher Widerstand läßt die Restspannung UDS an hoch werden, und läßt damit nur eine kleinere Ausgangsleistung zu. In den Datenblättern ist meistens die erzielbare Ausgangsleistung Pout angegeben; Dann errechnet man den erforderlichen Lastwiderstand RL am Transistor nach Gleichung 3:
Abschließend noch eine 4. Gleichung, mit der die erzielbare Verstärkung (in dB) eines Transistors errechnet werden kann:
Nach zwei Umformungsschritten erhält man:
Hierin bedeuten:
gm = Vorwärtssteilheit
Rs = Quellwiderstand am Eingang
RL = Lastwiderstand am Drain
Rout = Ausgangswiderstand
Gp = Leistungsverstärkung in dB
Wie Gleichung 4b zeigt, wird die Leistungsverstärkung sehr stark von 1/RL im Nenner beeinflußt, das heißt wenn RL größer wird, dann wächst die Verstärkung. Da RL aber auch in Gleichung 1 im Nenner steht, fällt gleichzeitig die maximale Ausgangsleistung. Die Maximalwerte von Verstärkung und Ausgangsleistung sind also nicht gleichzeitig erreichbar.
2.1. Verwendete V-MOS-Transistoren
Es werden die SILICONIX-Typen DV2805, DV2810 und DV2880 eingesetzt. Sie gehören zu einer Reihe von N-Channel EnhancementFETs, die aus 6 Typen besteht: DV2805, DV2810, DV2820, DV2840, DV2880, DV28120. Dabei deutet "28" die Nennbetriebsspannung von 28 V an, während die letzten 2 oder 3 Zahlen für die maximale Ausgangsleistung stehen. Die Bezeichnung "DV" kennzeichnet Typen für den 175-MHz-Bereich.
Sie alle weisen eine niedrige Rauschzahl auf, vertragen beliebige Fehlanpassungen, laufen thermisch nicht weg, und können mit einfachen Vorspannungsschaltungen für A-, B-oder C-Betrieb bei hohem Dynamikbereich ausgelegt werden. Ihre Nenn-Leistungsverstärkung in Source-Schaltung beträgt 10 dB. Es gibt sie in den Gehäuseformen "W" und "S" (Bild 3); Die leistungsstärkeren gibt es in den Gehäusen "W", "U" (wie "S", aber größer), und "T". Am billigsten, und damit für Amateure am interessantesten, sind die Transistoren im W-Gehäuse.
Bild 3: Gehäusetypen der verwendeten V-MOS-FETs (SILICONIX).
Einige wichtige Daten der drei eingesetzten Typen sind in Tabelle 1 zusammengestellt.
| Charakteristik | DV2805 | DV2810 | DV2880 |
|---|---|---|---|
| Absolute Grenzwerte bei 25°C: | |||
| Gate-Source-Spannung | 40 V | 40 V | 40 V |
| Drain-Source-Spannung | 80 V | 80 V | 80 V |
| Drain-Gate-Spannung | 80 V | 80 V | 80 V |
| Drain-Strom | 0.5 A | 1 A | 8 A |
| Verlustleitung bei 25°C Gehäusetemperatur | 10 W | 20 W | 160 W |
| Betriebswerte bei UDS = 28V, f = 175 MHz: | |||
| Ausgangsleistung Pout | 5 W min. | 10 W min. | 80W min. |
| Drain-Wirkungsgrad | 60 % typ. | 60 % typ. | 65 % typ. |
| Steilheit gm bei 0,5 ID max | 65 mS typ. | 130 mS typ. | 800 mS min. |
| Eingangskapazität bei UDS = 0 V | 12 pF typ. | 22 pF typ. | 210 pF max. |
| Ausgangskapazität CDSS bei UDS = 0 V | 11 pF typ. | 21 pF typ. | 175 pF max. |
| Rückwirkungskapazität Crss bei UDS = 0 V | 1.5 pF typ. | 3 pF typ. | 25 pF max. |
| Rauschzahl bei 0,05 ID max | 6.8 dB typ. | 6.8 dB typ. | 4.0 dB typ. |
| Transistorwiderstand RDS on | 1 Ω | 1 Ω | 0.5 Ω |
3. Dimensionierung von drei Leistungsstufen
Ziel war es, einen Leistungsverstärker zu bauen, der eine Ausgangsleistung von etwa 100 W besitzt und eine Ansteuerleistung von höchstens 100 mW erfordert. Es ist klar, daß eine Verstärkung von 30 dB nicht mit einem Transistor erreicht werden kann. V-MOS-FETs haben eine typische Verstärkung von 10 dB pro Stufe, so daß drei Verstärkerstufen benötigt werden. Alle drei sind so ausgelegt, daß sie einen Ein- und Ausgangswiderstand von 50 Ω besitzen. Das erleichtert den Abgleich, und ermöglicht es, jede Stufe auch einzeln zu betreiben. Besonderheiten der Schaltungstechnik werden im folgenden - bei der Endstufe beginnend - kurz beschrieben. Die Gesamtschaltung zeigt Bild 4.
Bild 4: Gesamtschaltbild der drei Verstärkerstufen für das 2-m-Band.
3.1. Die 100-W-Stufe
Für diese Stufe wird der Typ DV 2880 eingesetzt, der bei 30V Betriebsspannung etwa 100 W PEP bei 145 MHz und bei 10 dB Verstärkung erzeugt. Um nun den erforderlichen Last widerstand RL zu errechnen, benötigt man fol. gende Daten:
RDS on = 0,5 Ω
Imax = 5 A
UDD = 30V
Pout = 100 W
Damit errechnet man nach Formel 2:
und nach Formel 3:
Es müssen also 3,28 Ω als Lastwiderstand an den Transistor transformiert werden, was mit einer Schaltung nach Bild 5 geschieht. Die Induktivität Lp ist so bemessen, daß sie mit der Kapazität CDS des Transistors einen Parallelschwingkreis bildet, und diese Kapazität damit neutralisiert. Die an der Ausgangsbuchse liegende Last von 50 Ω wird über Ls, Cs und Cp auf 3,28 Ω am Transistor transformiert.
Bild 5: Ausgangstransformation der 100-W-Stufe.
Die Eingangsanpassung wird durch ein ähnliches Netzwerk (Bild 6) realisiert. Um parasitäre Schwingungen zu verhindern, wird dem Eingang ein Widerstand zwischen 100 und 680 Ω parallelgeschaltet. Bei der vorliegenden Verstärkerstufe hat sich ein Wert von 560 Ω bewährt.
Bild 6: Eingangsanpassung der 100-W-Stufe.
Bild 7: Arbeitspunkt-Einstellung bei V-MOS-FETs.
3.2. Die 10-W-Stufe
Die Treiberstufe muß 10 W an 50 Ω liefern. Es wird der Typ DV2810 eingesetzt, dessen Lastwiderstand wie folgt errechnet wird:
Die Eingangs- und Ausgangs-Anpassungen werden mit ähnlichen Netzwerken realisiert, wie bei der 100-W-Stufe. Die Eingangsanpassung gestaltet sich etwas einfacher, wie die Gesamtschaltung in Bild 4 erkennen läßt.
3.3. Die 1-W-Stufe
Nachdem die 10-W-Stufe statt der angenommenen 10 dB Verstärkung etwa 12 dB aufweist, muß der mit dem V-MOS-Typ DV 2805 realisierte Vorverstärker nur etwa 700 mW liefern. Für ihn errechnet sich nach den bereits bekannten Formeln:
Dieser Spannungsabfall kann vernachlässigt werden.
Die angelegten 50 Ω müssen also durch ein Anpassungsnetzwerk auf 642 Ω am Transistor transformiert werden. Dies geschieht mit der Schaltung nach Bild 8. Die Eingangsanpassung erfolgt durch ein ähnliches Netzwerk wie bei den beiden leistungsstärkeren Stufen.
Bild 8: Ausgangsanpassung bei der hochohmigen 1-W-Stufe.
3.4. Besondere Bauteile
L1: 2 Wdg. versilb. Draht 1 mm ø auf 5-mmDorn gewickelt, auf 15 mm Länge auseinander gezogen, freitragend eingelötet.
L2: 1 Wdg. versilb. Draht 2 mm ø auf 5-mmDorn gewickelt, auf 5 mm Länge auseinander gezogen, freitragend eingelötet.
L3: 1,3 Wdg. versilb. Draht 1 mm ø auf 5mm-Dorn gewickelt.
L4: 9 Wdg. versilb. Draht 1 mm ø auf 5-mm-Dorn gewickelt, auf 15 mm Länge gezogen, freitragend eingelötet.
L5: 4 Wdg. versilb. Draht 1 mm ø auf 5-mm-Dorn gewickelt, 5 mm lang, freitragend.
L6: 2 Wdg. versilb. Draht 2 mm ø auf 5-mm-Dorn gewickelt, 15 mm lang, freitragend.
L7: 3 Wdg. versilb. Draht 1 mm ø auf 5-mm-Dorn gewickelt, 7 mm lang, freitragend.
L8: 1/2 Wdg. versilb. Draht 2 mm ø, 15-mm-Dorn,freitragend eingelötet.
9 Stück Glimmer-Trimmkondensatoren von Elektronikladen Detmold, Typenbezeichnungen in Bild 4.
Die Koppelkondensatoren von 1,5 nF in Vor-und Treiberstufe sind Glimmer-Typen (Fa. Jahre).
Zum Abblocken der Drain-Spannung sollte man Keramik-Vielschicht-Kondensatoren (ca. 1 nF) einsetzen; Zum Einstellen der Gate-Vorspannung verwendet man 10-Gang-Wendeltrimmpotentiometer. Die Durchführungskondensatoren müssen schraubbar sein, bei Kapazitätswerten zwischen 1 und 2 nF.
4. Aufbau der Verstärker
Für die verschiedenen Verstärker ist eine Universalplatine vorgesehen (Bild 9), die 105 mm × 54 mm groß ist, und aus 1,5 mm dickem, glasfaserverstärkten Epoxydharz besteht.
Bild 9: Einseitig kaschierte Universalplatine DL1GBH 001
Jede Platine erhält für den jeweiligen Transistor einen Ausschnitt, so daß sie dann - ebenso wie der Transistor selbst - direkt auf den Gehäuseboden geschraubt werden kann. Die Bauteile werden stumpf auf die Leiterplatte gelötet.
Jeder Verstärker wird für sich in ein Aluminium-Druckgußgehäuse eingebaut (Fabrikat: Eddistone, bekannt von den Microwave Modules Konvertern; in DL: vom Verlag, sowie von Fa. Süss + Co., Typ SGB200). Die Gehäuse werden nach Bild 10 vorbereitet, wobei die beiden M3-Gewindelöcher in der schmalen Seitenwand nur im Gehäuse der 100-W-Stufe, und nur auf der Ausgangsseite erforderlich sind, weil hier eine N-Buchse mit BNC-Flansch vorgesehen ist. Die zentrale Bohrung im Boden dient der Befestigung des Transistors; Man zeichnet sie bei eingelegter Platine mit in den gebohrten/gefeilten Ausschnitt gelegtem Transistor durch. Die anderen vier Bohrungen im Boden sind für die Kühlkörper-Befestigung bei den beiden größeren Stufen vorgesehen; sie werden für M2,5-SenkkopfSchrauben angesenkt. Bei der 1-W-Stufe entfallen sie. Die Bohrungen in der Längsseiten-wand sind für die jeweils 2 Durchführungskondensatoren, diejenigen in der Schmalseiten-wand für BNC-Einloch-Buchsen.
Bild 10: Vorbereiten der Alu-Druckguß-Gehäuse.
Die Verstärker können nun nach Bild 11 (1-W-Stufe), Bild 12 (10-W-Stufe) beziehungsweise Bild 13 (100-W-Stufe) aufgebaut werden. Dabei beginnt man mit den Widerständen, dann wird der Transistor eingelötet, und schließlich die Spulen und Kondensatoren. Eine fertige 1W-Stufe zeigt Bild 14, die beiden "starken" Stufen sind zusammen mit einer kleinen Platine für die Vorspannungen, in Bild 15 zu sehen. Die 100 mm × 30 mm große Platine DL1GBH 002 (Bild 16) trägt die beiden Spindeltrimmer, das Relais, die Z-Diode, den 1mF-Elko und ein paar Lötstützpunkte. Den Bestückungsplan dieser Leiterplatte zeigt - zusammen mit dem Gesamtaufbau und der Verdrahtung - Bild 17. Abschließend sei hier bemerkt, daß die beiden schwächeren Verstärker Deckel bekommen, die 100-W-Stufe jedoch nicht. Bei ihr steigen nämlich die Verluste durch induzierte HF-Ströme im Deckel so deutlich an, daß die volle Ausgangsleistung nicht mehr erreicht wird.
Bild 11: Bauplan des 1-W-Verstärkers.
Bild 12: Bauplan der 10-W-Version.
Bild 13: Bauplan der 100-W-Ausführung.
Bild 14: Musteraufbau des 1-W-Verstärkers.
Bild 15: Der 10-W- und der 100-W-Verstärker sind zusammen mit der Vorspannungsplatine DL1GBH 002 auf einem Kühlkörper montiert.
Bild 16: Die einseitig kaschierte Vorspannungsplatine DL1GBH 002.
Bild 17: Montage und Verdrahtung aller drei Verstärker zu einem Gerät mit 37 dB Verstärkung und 100W Ausgangsleistung.
5. Abgleich der Verstärker
Wohl jeder, der einen Verstärker mit einem teuer gekauften Transistor in Betrieb nimmt und abgleichen möchte, kennt die Angst vor dem plötzlichen "Hochgehen". Die eigentliche Gefahr sind parasitäre Schwingungen, die einen steilen Stromanstieg zur Folge haben. Das daraus resultierende Überschreiten von Grenzdaten kann man vermeiden, indem man kein Dauerstrich-Signal bei einer Frequenz benutzt, sondern die Stufe mit einem über einen größeren Frequenzbereich gewobbelten Signal ansteuert. Sind Wobbel-Hub und -Geschwindigkeit groß genug, dann verweilt der Transistor nur kurze Zeit in kritischen Betriebsbedingungen, was er meist schadlos übersteht. Aus der Wobbelkurve lassen sich recht leicht Schwingneigungen und Instabilitäten ersehen. Bild 18 zeigt dafür Beispiele. Es ist auch günstig, die Eingangsanpassung zu überwachen, indem man ein Stehwellen-Meßgerät (Reflektometer) zwischen Generator und abzugleichende Verstärkerstufe schaltet.
Bild 18: So können die gewobbelten Frequenzgänge aussehen: links oben: Schwingneigung durch eine Mitkopplung rechts oben: Leichtes Schwingen des Verstärkers links unten: Konstantes, starkes Schwingen, rechts unten: Einwandfreie Wobbelkurve.
5.1. Einstellen der Ruheströme
Zum Einstellen des Ruhestroms wird jede Verstärkerstufe an Ein- und Ausgang mit 50 Ω abgeschlossen. Weiterhin muß vor Anlegen der Gate-Vorspannungen sichergestellt sein, daß die Potentiometer ganz nach Masse gedreht sind. Nun kann man die Spannungen +30 V (max. 5 A) und +12 V für das Relais anlegen, und die folgenden Ruheströme einselten:
1-W-Stufe: Io = 25 mA
10-W-Stufe: Io = 100 mA
100-W-Stufe: Io = 400 mA
Der Strom muß bei Erhöhen der Gate-Spannung stetig steigen; Ruckartiges Ansteigen deutet auf wilde Schwingungen. Dann muß die Gate-Spannung wieder erniedrigt, und die Einstellung der Abgleichkondensatoren etwas verändert werden. Dann wird der Ruhestrom nochmals eingestellt.
5.2. HF-Abgleich
Hierfür sollten Meßgeräte vorhanden sein, die nach Bild 19 zusammengeschaltet werden. Zunächst wird nur die 1-W-Stufe angeschlossen, und auf maximale Ausgangsleistung abgeglichen. Dabei sollte eine glatt und stetig verlaufende Wobbelkurve erreicht werden, wie sie Bild 18 rechts unten andeutet. Wenn die erste Stufe in Ordnung ist, wird die 10-W-Stufe hinzugeschaltet, und bei ihr ebenso vorgegangen wie bei der 1-W-Stufe, an der aber nun nichts verstellt werden sollte. Ist auch die 2. Stufe abgeglichen, so wird die 100-W-Stufe zugeschaltet, und wiederum gleichartig verfahren. Abschließend kann man an allen Abgleichkondensatoren noch kleine Korrekturen versuchen, um maximale Ausgangsleistung bei möglichst stetigem Frequenzgang zu erreichen. Bei einer Steuerleistung von 20 mW erreichten die Musteraufbauten 100 W Ausgangsleistung; 80 W sollten in jedem Fall zu erzielen sein.
Bild 19: Meßgeräte für den Abgleich; Das Dämpfungsglied muß die volle Ausgangsleistung aufnehmen können.
Die an den Mustern gemessenen Werte sind in Tabelle 2 zusammengestellt.
| Pin/dBm | Pin/mW | PI/dBm | PI/mW | PII/dBm | PII/W | PIII/dBm | PHIII/W |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 5 | 3.2 | 19.4 | 87 | 35.0 | 3.16 | 42.5 | 17.8 |
| 6 | 4 | 20.2 | 105 | 36.0 | 3.98 | 43.3 | 21.4 |
| 7 | 5 | 21.2 | 132 | 36.8 | 4.79 | 44.3 | 26.9 |
| 8 | 6.3 | 22.1 | 162 | 37.6 | 5.75 | 45.5 | 35.5 |
| 9 | 7.9 | 23.1 | 204 | 38.3 | 6.76 | 46.8 | 47.9 |
| 10 | 10.0 | 23.9 | 245 | 38.8 | 7.59 | 48.1 | 64.6 |
| 11 | 12.6 | 24.8 | 302 | 39.3 | 8.51 | 48.8 | 75.9 |
| 12 | 15.9 | 25.8 | 380 | 39.7 | 9.33 | 49.3 | 85.1 |
| 13 | 20.0 | 26.8 | 479 | 40.0 | 10 | 50.0 | 100 |
Als Literatur zu diesem Artikel sei auf "V-MOSPower-FET Design-Catalogue", Ausgabe August 1980 der Firma SILICONIX verwiesen.
Teil 1 - Teil 2
DL1GBH, Harald Braubach.