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Ein Miniatur-Bauelement für frequenzstabile Mikrowellenoszillatoren und Mikrowellenfilter
Seit wenigen Jahren erst wird von den führenden Bauelemente-Herstellern der Welt ein Mikrowellen-Bauelement angeboten, das bei sinkenden Preisen auch für Funkamateure sehr schnell interessant wird: Der dielektrische Resonator. Was das ist und was man damit machen kann, zeigt der folgende Bericht.
Im 10-GHz-Amateurfunk waren bisher nur zwei Typen von Sende- oder Empfänger-Oszillatoren gebräuchlich: der mechanisch oder varaktorabgestimmte Gunn-Oszillator mit Hohlraumresonator für einfache, tragbare Geräte, und der quarzstabilisierte Varaktorvervielfacher in stationären Anlagen. Ein mit Amateurmitteln gebauter Hohlraumresonator arbeitet oft nur unbefriedigend, da hohe Gütewerte nur schwer zu erreichen sind, und weil der mechanische Aufwand für die Frequenzabstimmung und die verhältnismäßig schwierige Temperaturstabilisierung sehr hoch ist. Dem Trend zur Miniaturisierung steht außerdem das große Volumen solcher Resonatoren entgegen.
Hier bieten die dielektrischen Resonatoren und die damit bestückten fertig käuflichen Komponenten einen Weg, mit geringem Aufwand einen guten Transceiver für das 3-cm-Band zu bauen.
1. Der dielektrische Resonator
Ein dielektrischer Resonator ist in seiner einfachsten Form eine zylindrische Scheibe aus einem Dielektrikum mit sehr hoher Dielektrizitätszahl εr. Hierin bilden die elektromagnetischen Felder stehende Wellen. Wie bei allen Hohlraumresonatoren stellen diese Wellen die frequenzbestimmenden Resonanzen dar, die von den geometrischen Abmessungen, der relativen Dielektrizitätszahl εr und der relativen Permeabilitätszahl μr abhängen.
Obwohl sich innerhalb eines Resonators eine Vielzahl von stehenden Wellen, und damit Resonanzen, ausbilden kann, soll im Folgenden nur die durch die Art der Anregung bestimmte Grundschwingung betrachtet werden. Für eine Zylinderscheibe, bei welcher der Durchmesser D etwa doppelt so groß ist wie die Höhe H, bildet die Grundschwingung eine Welle, die dem H011-Mode beim runden Hohlraumresonator ähnlich ist. Eine Darstellung der Feldlinien zeigt Bild 1.
Bild 1a: Modell der elektrischen und magnetischen Felder der H011-Resonanz eines metallischen Hohlraum-resonators.
Bild 1b: Modell der elektrischen und magnetischen Felder der H011-Resonanz eines dielektrischen Resonators.
Beim metallischen Hohlraumresonator bilden die leitenden Wände und die in den Wänden induzierten Wandströme die Begrenzung für die Felder im Inneren. Außerhalb existieren praktisch keine Felder, und der Resonator muß mit Koppellöchern oder Leitungsschleifen durch die Wand hindurch mit der Schaltung verbunden werden. Dies erschwert es, solche Resonatoren in Streifenleitungsschaltungen einzusetzen.
Beim dielektrischen Resonator wird das elektrische Feld durch die hohe Dielektrizitätszahl zum größten Teil im Inneren der Scheibe konzentriert - je höher die Dielektrizitätszahl, desto besser. Aus diesem Grund haben die für die dielektrischen Mikrowellenresonatoren verwendeten Materialien Dielektrizitätszahlen zwischen 5 und 150. Da die Permeabilitätszahl μr = 1 ist, reicht das magnetische Feld im Gegensatz zum metallischen Hohlraumresonator auch in den Außenraum, wodurch sich der Resonator verhältnismäßig gut an Leitungen ankoppeln läßt.
Der größte Vorteil des dielektrischen Resonators sind jedoch seine geringen Abmessungen. Für die H011-Resonanz eines luftgefüllten Resonators muß der Durchmesser D etwa einer Wellenlänge entsprechen, im 3-cm-Band als D = 3 cm und H = 1,5 cm. Im Dielektrikum ist die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen um den Faktor 1/√εr kleiner, so daß sich die Abmessungen des dielektrischen Resonators um den gleichen Faktor verkleinern. Für ein Dielektrikum mit εr = 38,5 - wie von uns verwendet - haben die Resonatoren für das 10-GHz-Band einen Durchmesser von 5 mm und eine Höhe von 2 mm.
Die Qualität eines Resonators wird durch seine Güte und die Temperaturstabilität seiner Resonanzfrequenz bestimmt. Beide Größen werden durch das Material, aber auch durch die Ankopplung an die Schaltung selbst beeinflußt.
Durch die geringen Verluste im Dielektrikum beträgt die Leerlaufgüte käuflicher dielektrischer Resonatoren für das 3-cm-Band etwa Q = 5000. Die wirksame Betriebsgüte wird durch die Ankopplung der Schaltung entsprechend niedriger.
Der Temperaturkoeffizient des Materials ist mit ±1 × 10-6/K praktisch vernachlässigbar. Er läßt sich jedoch bei der Herstellung in relativ großen Bereichen einstellen, so daß eine Kompensation mit dem Temperaturgang der Schaltung möglich ist. Mit einem negativen Temperaturkoeffizienten des Materials könnte der im allgemeinen positive Temperaturgang der Schaltung so kompensiert werden, daß sich eine nahezu temperaturunabhängige Oszillatorfrequenz ergibt.
So erfreulich diese Möglichkeiten sind, so können doch nur die Funkamateure eigene Versuche unternehmen, die auf eine entsprechende Laborausrüstung zurückgreifen können.
1.1. Ankoppeln des Resonators
Durch die Tatsache, daß die Felder - besonders das magnetische Feld - auch außerhalb des Resonators vorhanden sind, läßt er sich leicht an eine Streifenleitung koppeln. Wie Bild 2 zeigt, wird der Resonator so in die Nähe einer Streifenleitung gebracht, daß die magnetischen Felder von Leitung und Resonator miteinander koppeln. Mit dem Abstand zwischen Leitung und Resonator läßt sich der Koppelfaktor einstellen, was am einfachsten durch eine Folie aus PTFE (Teflon) zwischen Resonator und Trägermaterial der Streifenleitung geschieht. Die Folie vergrößert gleichzeitig den Abstand des Resonators von der metallischen Grundfläche der Streifenleitung, was die Wirbelstromverluste durch das Resonatorfeld verringert und die Güte verbessert.
Bild 2: Kopplung der magnetischen Felder von Streifenleitungen mit denen des dielektrischen Resonators.
Die Kopplung an die Leitung erfolgt am besten in einem Strom-Maximum, das heißt λ/4 vom Ende einer leerlaufenden, oder λ/2 vom Ende einer kurzgeschlossenen Leitung entfernt, da dort das Magnetfeld am stärksten ist. Die Anpassung an die Leitung wird durch Verändern des Koppelfaktors erreicht.
Für den Aufbau von hochwertigen Filtern lassen sich auch mehrere dielektrische Scheiben, die direkt miteinander gekoppelt werden, in Reihe schalten.(1),(2).
1.2. Verstimmen der Resonanzfrequenz
Die Resonanzfrequenz der dielektrischen Scheibe wird durch das Aufbringen auf eine Streifenleitungsschaltung verändert, weil der metallische Rand der Grundfläche des Streifenleitungs-Substrats und das Gehäuse die Felder begrenzen. Dieser Effekt wird zum Verstimmen des Resonators gezielt ausgenutzt. Bild 3 zeigt schematisch den Einbau eines dielektrischen Resonators in eine Schaltung mit Gehäuse. Mit der Abstimmschraube läßt sich der freie Raum über dem Resonator verringern, wodurch die Resonanzfrequenz ansteigt. Diese Methode erlaubt ohne weiteres ein Abstimmen über das gesamte 3-cm-Band.
Bild 3: Mechanische Verstimmung der Resonanz.
Nachteilig ist, daß die zusätzlichen Wirbelstromverluste in der Abstimmschraube die Betriebsgüte herabsetzen. Es ist deshalb ratsam, die Stirnfläche der Schraube zu polieren und zu versilbern. Als weiterer Nachteil zeigt sich ein von der Stellung der Schraube abhängiger Temperaturkoeffizient. Eine Kompensation über einen größeren Abstimmbereich ist theoretisch sicher möglich, in der Praxis aber so schwierig, daß wir es noch nicht versucht haben.
2. Dielektrisch stabilesierter Oszillator (DSO)
Der temperaturstabile dielektrische Resonator mit seiner hohen Güte ermöglicht den Aufbau kompakter Mikrowellen-Oszillatoren mit hoher Stabilität, gutem Wirkungsgrad und geringen Kosten. Verwendet man als aktives Bauteil einen GaAs-FET, so ergibt sich neben dem verhältnismäßig hohen Wirkungsgrad eine geringe Abhängigkeit der Frequenz von der Betriebsspannung und der Last. Eine mechanische Abstimmung über 500 MHz im 3-cm-Band ist leicht möglich.
Derartige Oszillatoren werden als Baugruppen von der Firma Mitsubishi seit 1981 für Raumsicherungsanlagen bei 10,525 GHz zu sehr interessanten Preisen angeboten.(3) Um die Eignung dieser Baugruppe für den Amateurfunk im 10-GHz-Band auszuprobieren, wurden der Dopplermodul FO-DP 12 KF und der Empfängerbaustein FO-UP11 KF untersucht. Mit Ersterem baute DB1NV einen Transceiver auf, der in einem gesonderten Artikel beschrieben wird.
In beiden Bausteinen ist die gesamte Schaltung auf einem Keramiksubstrat in Mikrostreifenleitungs-Technik realisiert, und direkt in ein Stück Hohlleiter mit Flansch eingebaut (Bild 4). Über Durchführungskondensatoren werden die Betriebsspannungen zugeführt und das ZF-Signal entnommen. Zur Abstimmung ist eine Schraube vorhanden, die jedoch durch einen Mikrometer-Feintrieb ersetzt werden sollte, wenn die Bausteine nicht auf einer Festfrequenz betrieben werden sollen.
Bild 4: Das Innenleben eines DSO der Fa. Mitsubishi.
Weitere Schrauben beziehungsweise Gewindelöcher sind für den Abgleich des Mischers auf minimales Rauschen und für die Anpassung beziehungsweise beim Empfängermodul für die Unterdrückung der Oszillator-Abstrahlung vorhanden.
2.1. Der Empfängerbaustein FO-UP11 KF
Der Empfänger ist ein Schottky-Dioden-Mischer mit einem dielektrisch stabilisierten FET-Oszillator. Wie die Schaltung in Bild 5 zeigt, ist der Transistor von der Drain-Leitung über den dielektrischen Resonator zur Gate-Leitung rückgekoppelt. Ein Richtkoppler an der Source koppelt das Oszillatorsignal aus und gibt es an die Mischdiode, der auch das Empfangssignal zugeführt wird. Über eine λ/4-Sperre für die Mikrowellen gelangt das ZF-Signal an den Ausgang.
Bild 5: Prinzipschaltbild des Empfängermoduls FO-UP11KF.
Das Empfängermodul war im Original auf 10,465 GHz abgestimmt, was bei einer Empfangsfrequenz von 10,525 GHz einer Zwischenfrequenz von 60 MHz entspricht. Die Abstimmschraube ermöglichte eine Frequenzvariation des Oszillators von 10,15 GHz bis 11,4 GHz.
Der Mischerstrom lag im Bereich von 2 bis 3 mA, die Stromaufnahme des Oszillators betrug 50 mA bei UB = 6 V, also viel weniger als bei einem entsprechenden Gunn-Oszillator.
Bei einer Signalfrequenz von 10,360 GHz und einer ZF von 100 MHz wurde der Umsetzverlust mit 9 dB gemessen, die DoppelseitenbandRauschzahl des Mischers mit 10 dB (bei einer Nachsetzer-Rauschzahl von 2 dB). Der abgestrahlte Oszillatorpegel am Mischereingang lag bei 80 µW und konnte mit der Anpaßschraube zu Null gemacht werden. Diese Schraube beeinflußt auch die Rauschzahl des Mischers und ist werksseitig auf Rauschminimum eingestellt.
An einer zweiten Baugruppe wurde die Oszillatorfrequenz auf 10,514 GHz verstimmt und ein ZF-Verstärker mit einem GaAs-Dual-Gate-FET nachgeschaltet, ähnlich dem in (4) beschriebenen. Bild 6 zeigt die Schaltung und Bild 7 Verstärkung und DSB-Rauschzahl für einen Zwischenfrequenzbereich von 135 MHz bis 155 MHz. Dies entspricht einem Eingangssignalbereich von 10,359 bis 10,379 GHz. Der Mischerstrom betrug für die niedrigste Rauschzahl 1,5 mA, und die Betriebsspannung am Empfängermodul 6,2 V bei einer Gesamtstromaufnahme einschließlich Stabilisierung und ZF-Verstärker von 67 mA.
Bild 6: Empfängermodul mit Verstärker für eine ZF im 2-m-Band.
Bild 7: Rauschzahl und Verstärkung des 10,3-GHz-Eingangsteils nach Bild 6.
Um die Frequenzstabilität in Abhängigkeit von der Betriebsspannung zu bestimmen, wurde die Stabilisierungsschaltung abgetötet und der Empfängermodul direkt gespeist. Das gemessene Exemplar war, wie Bild 8 zeigt, erheblich besser als der vom Hersteller angegebene Wert von 2 MHz/V. Das Diagramm zeigt einen leicht positiven Koeffizienten, und die Abweichung ist mit einer AFC im Nachsetzer leicht ausregelbar.
Bild 8: Frequenzabweichung bei SpeisespannungsSchwankungen.
Bei dieser Messung war die Anpaßschraube auf minimales Rauschen abgeglichen und fast zufällig wurde festgestellt, daß bei Abgleich auf minimale Oszillatorabstrahlung das Frequenz-verhalten mit ca. -400 kHz/V schlechter wurde, und das bei negativem Koeffizienten. Dies ist ein weiterer Grund, an der Anpaßschraube nicht wahllos herumzudrehen.
Die Temperaturdrift wird vom Hersteller mit typisch 10 MHz im Bereich von -30°C bis +70°C angegeben, was einer Instabilität von 100 kHz/°C entspräche. Messungen im Temperaturschrank bei 0°C und +40°C zeigten mit einer Frequenzänderung von -1,2 MHz, daß dieser Wert bei der Originalfrequenz ebenfalls weit unterschritten wird. Verstimmt man dagegen die Oszillatorfrequenz, so wird das Temperaturverhalten schlechter! Exakte Messungen wurden noch nicht durchgeführt, da die OszillatorAbstimmschraube erst durch einen Mikrometerfeintrieb ersetzt werden soll.
2.2. Der Dopplermodul FO-DP 12 KF
Der zur Erkennung bewegter Objekte bei der Raumsicherung entwickelte Dopplermodul arbeitet nach dem Prinzip des Durchblasemischers. Das Sendesignal wird also gleichzeitig zum Mischen für das Empfangssignal benutzt, wie bei dem im Amateurfunk weitverbreiteten "Gunnplexer". Zur gleichen Funktion soll auch das Dopplermodul eingesetzt werden, und es interessieren daher vor allem Ausgangsleistung, Frequenzstabilität und Abstimmbereich.
Bild 9 zeigt Ausgangsleistung und Stromaufnahme als Funktion der Speisespannung. An einem zweiten Exemplar wurde auf der Originalfrequenz bei der vom Hersteller empfohlenen Betriebsspannung von UB = 6,5 V eine Ausgangsleistung von 13 mW bei einer Stromaufnahme von 44 mA gemessen.
Bild 9: Ausgangsleistung und Betriebsstrom in Abhängigkeit von der Speisespannung.
Auffällig ist der gegenüber Gunn-Elementen hohe Oszillatorwirkungsgrad; der Leistungsbedarf ist etwa um den Faktor 3 niedriger als bei einem gleich starken Gunn-Oszillator.
Leider ist die Ausgangsleistung stark von der Ausgangsfrequenz abhängig, wie Bild 10 zeigt. Im Amateurband um 10,35 GHz sind bei dem zuerst gemessenen Exemplar noch gut 4 mW HF-Leistung verfügbar, die mit einem Anpassungstrafo zwischen Modul und Antenne bis auf 7 mW erhöht werden können. Dabei ist darauf zu achten, daß der Mischdiodenstrom nicht zu stark abfällt, weil dann der Umsetzverlust untragbar hoch wird. Der Hersteller empfiehlt daher, die Mischdioden mit ca. 1 mA Vorstrom zu betreiben.
Bild 10: Ausgangsleistung als Funktion der Frequenz.
Die Stabilität der Ausgangsfrequenz gegen Speisespannungsschwankungen ist besser als 200 kHz/V, durch Lastreflexionen kann die Frequenz um maximal 800 kHz verschoben werden. Die Frequenzdrift über der Temperatur ist verglichen mit resonatorstabilisierten Gunnplexern vernachlässigbar.
Die hohe Frequenzstabilität der DSOs macht die bei Gunn-Oszillatoren üblichen Modulationen, oder Feinabstimmung über die Betriebsspannung fast unmöglich. Sie erlaubt es aber, die AFC-Funktion in die ZF zu legen, was die Schaltung vereinfacht.
Der Dopplermodul enthält, wie das Foto in Bild 4 zeigt, zwei Mischdioden, die sich zur Modulation zweckentfremden lassen. Man speist einen konstanten Strom ein und koppelt das NF-Signal kapazitiv an.
Da der Dopplermodul, wie schon erwähnt, in dem von DB1NV gebauten Transceiver eingesetzt ist, kann dort die Funktion nachgelesen werden.
3. Literatur
Lesern, die sich etwas intensiver über dielektrische Resonatoren informieren möchten, seien die folgenden Übersichtsartikel (1), (2) empfohlen:
- Plourde, J. K.; Ren, C.-L.: Application of Dielectric Resonators in Microwave Components IEEE Trans. MTT, Vol. 29, No 8, P 754-770
- Pöbl, K.; Wolfram, G.: Dielektrische Resonatoren, neue Bauelemente der Mikrowellentechnik Siemens Components 20 (1982) Heft 1, S. 14-18
- Microwave GaAs-FET's Modules; Stabilized Oscillators and Sensor Modules Mitsubishi Electric Corp., Tokyo Vertreten durch: Municom GmbH, Sommerstr. 9, 8000 München 90
Der Prospekt über die Module enthält neben den Daten auch die schematische Darstellung der Mikrostreifenleitungsschaltungen aller Bausteine. - Redaktion: Der GaAs-FET S3030 in einem 2-m-Vorverstärker, UKW-Berichte 22 (1982), Heft 1, S. 12-15