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Schaltnetzteile 1

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Grundlagen

Schaltnetzteile haben in der Unterhaltungselektronik und in Computern die konventionellen Stromversorgungen abgelöst. In Amateurgeräten ist diese Technik - von Kleinstleistungsanwendungen abgesehen - bisher kaum gebräuchlich. Häufig werden dafür überholte Argumente wie komplizierter, schwer durchschaubarer Schaltungsaufbau, Funkstörungen und Störanfälligkeit ins Feld geführt. Dieser Artikel soll helfen, die Technik der Schaltnetzteile verständlich zu machen und neue Einsatzgebiete zu erschließen.

1. Entwicklungsgeschichte

Schon zu Beginn der Elektronik war bekannt, daß man Gewicht und Volumen von Stromversorgungsgeräten verkleinern kann, wenn man eine höhere Netzfrequenz als 50 Hz wählt. Das Volumen eines Netztransformators sinkt in etwa proportional zu 1/f_Netz und die Siebkondensatoren können bei höheren Brummfrequenzen ebenfalls verkleinert werden. Eine frühe Anwendung dieser Technik waren die 115 V/400 Hz-Flugzeug-Netzgeräte; das brachte eine Volumen- und Gewichts-Verminderung um den Faktor 8, ein enormer Vorteil. Aus dem gleichen Grund wurden die mechanischen Zerhacker in Fahrzeuggeräten meist mit Frequenzen von 100 bis 200 Hz betrieben. Höhere Schaltfrequenzen waren mit mechanischen Zerhackern nicht möglich.

Mit den ersten Germanium-Leistungstransistoren konnte man schon Gleichspannungswandler mit Schaltfrequenzen im Kilohertzbereich, und Leistungen von mehreren 100 W, bauen. Ältere Funkamateure werden sich noch an die ersten Transistorwandler zum Betrieb von Röhrentransceivern im Auto erinnern oder an UKW-FM-Geräte wie das KFT160 mit zwei eingebauten Wandlern.

Bis man allerdings Schaltnetzteile in normalen, netzbetriebenen Geräten einsetzen konnte, waren von den Bauelemente-Herstellern eine Menge Aufgaben zu lösen:

• es waren hochsperrende Schalttransistoren zu entwickeln, die direkt am gleichgerichteten 220-V-Netz zu betreiben sind;
• man fand Ferritmaterialien, mit denen man verlustarme Leistungsübertrager für Betriebsfrequenzen um 25 kHz herstellen konnte;
• zur Gleichrichtung auf der Sekundärseite mußte man schnelle Leistungsgleichrichter schaffen;
• zur Ansteuerung und Überwachung waren aufwendige diskrete Schaltungen durch integrierte Lösungen zu ersetzen.

Seit einigen Jahren sind diese Bauelemente so preiswert erhältlich, daß immer mehr Geräte mit Schaltnetzteilen ausgerüstet werden. Selbst die Drossel/Starter-Kombination in Leuchtstofflampen wird bei neueren Modellen schon durch einen 120-kHz-Schaltregler ersetzt. Hier sind geringes Gewicht und höhere Lichtausbeute bei weniger Verlustleistung die entscheidenden Vorteile.

2. Vor- und Nachteile von Schaltnetzteilen

Bisher haben wir nur davon gesprochen, daß ein Schaltnetzteil einen Netztrafo mit Gleichrichter ersetzen kann, was beträchtliche Raum- und Gewichtsersparnisse bei vergleichbarem Wirkungsgrad ermöglicht. Greift man zusätzlich in den Schaltvorgang ein und steuert beispielsweise die Einschaltdauer der Leistungstransistoren als Funktion der Ausgangsspannung, so kann man eine Stabilisation gegen Netzspannungsund Lastschwankungen erreichen. Man sollte sich aber vor Augen halten, daß jeder Eingriff in die Schwingschaltung den Wirkungsgrad verschlechtert; insbesondere im Teillastbereich (z.B. bei heruntergeregelter Ausgangsspannung) werden die Wirkungsgradwerte schlechter als bei Längsreglern, während bei Vollast konkurrenzlose 80 % Wirkungsgrad erreichbar sind. Man sieht, daß der Hauptanwendungsbereich der Schaltregler da liegt, wo eine feste Spannung und nur eine beschränkte Variation des Laststromes gefordert sind; es ist nicht sinnvoll, ein Labornetz-gerät mit großen Spannungs- und Strom-Einstellbereichen als reinen Schaltregler zu konzipieren.

Ein weiteres Manko aller Schaltregler ist, daß die Regelschaltung nur zu endlich vielen, genau festgelegten Zeitpunkten, den Einschaltzeiten der Leistungstransistoren, die Energielieferung zum Verbraucher beeinflussen kann. Das bedeutet, daß die Ausregelzeit grundsätzlich länger als bei einem linearen Netzgerät ist. Eine höhere Schaltfrequenz kann dieses Problem verkleinern, aber prinzipiell nicht lösen!

Zu dem stärksten Vorurteil gegen Schaltnetzteile, dem hohen Funkstörpegel ist zu sagen, daß man mit geeigneten konstruktiven Maßnahmen einen dem Linearregler entsprechenden Störpegel erreichen kann. Die Funkentstörung beginnt schon mit der Wahl des Schaltungskonzeptes und setzt sich über Platinenlayout und Bauteile-Auswahl bis zum endgültigen Aufbau des Geräts fort.

Fassen wir zusammen: Eine Stromversorgung in Schaltreglertechnik kann dann vorteilhaft eingesetzt werden, wenn:

• eine feste Ausgangsspannung bei fester oder langsam schwankender Belastung zu erzeugen ist;
• stark schwankende Netzspannungen auszuregeln sind (ein Bereich von 90 bis 270 V ist heute ohne Umschaltung zu erreichen);
• kurzzeitige Netzausfälle überbrückt werden sollen;
• kleine Abmessungen und niedriges Gewicht anzustreben sind;
• die geringere Verlustwärme Lüfter überflüssig macht (sehr vorteilhaft bei dicht geschirmten Geräten, oder in extremen Umgebungstemperaturen);
• die zur Verfügung stehende Energie bestmöglich genutzt werden muß;
• eine kleine Restwelligkeit der Ausgangsspannung nicht stört;
• mehrere Spannungen geregelt werden sollen.

Man sollte besser ein lineargeregeltes Netzgerät verwenden, wenn:

• nur kleine Leistungen (weniger als 10 W) gebraucht werden;
• hochempfindliche Analogschaltungen gespeist werden sollen;
• extrem hohe Regelgeschwindigkeit gefordert ist;
• ein weiter Einstellbereich der Spannung verlangt wird.

Nun kommen wir zu den Grundschaltungen für Schaltnetzteile.

3. Blockschaltbilder und Einsatzmöglichkeiten

3.1. Der Sekundär-Schaltregler

In dem in Bild 1 skizzierten Schaltungskonzept dient der Schaltregler nur dazu, den verlustleistungs-intensiven Längsstabilisator zu ersetzen. Die Netztrennung und die Umsetzung der Spannung besorgt ein konventioneller 50-Hz-Trafo.

Bild 1: Der Sekundär-Schaltregler.

Das bedeutet, daß die Leistungshalbleiter im Regler nur mit niedrigen Spannungen belastet werden, was das Konzept verbilligt. Einziger Vorteil dieser Schaltung ist die geringere Verlustleistung im Netzteil. Nennenswerte Raum- oder Gewichtsersparnisse ergeben sich nicht, da nach wie vor ein großer 50-Hz-Trafo nötig ist.

Bei manchen Anwendungen (z.B. Telefonanlagen) ist es von Vorteil, daß man bei passender Wahl von U1 (z.B. 24 V) einen zweiten Eingang für eine Notbatterie erhält und so eine unterbrechungsfreie Stromversorgung realisieren kann. Wir wollen diese Schaltung nicht weiter betrachten, da sie im Amateureinsatz kaum Vorteile bringt. Wesentlich interessanter sind die folgenden Konzepte.

3.2. Der Primärschaltregler

Wie Bild 2 zeigt, wird die Netzspannung direkt gleichgerichtet und mit einem Leistungsschalter in eine mittelfrequente (20 bis 50 kHz) Wechselspannung umgeformt. Der Leistungsschalter muß also die Netzspannung nach der Gleichrichtung (ca. 300 V) verarbeiten können. Netztrennung und Transformation auf die Verbraucherspannung besorgt ein kleiner Ferritübertrager. Wegen der hohen "Brummfrequenz" kann der sekundärseitige Ladekondensator viel kleiner als bei 50-Hz-Betrieb sein. Eine (z.B. mit einem Optokoppler) potentialgetrennte Regelschleife hält die Ausgangsspannung unabhängig von Netzspannungs- und Lastschwankungen konstant.

Bild 2: Der Primär-Schaltregler.

Für empfindliche Verbraucher, bei denen Regelgeschwindigkeit und Restwelligkeit eines Schaltreglers nicht ausreichen, kommt ein drittes Konzept in Frage.

3.3. Primärschaltregler mit Linearregler

In der Schaltung nach Bild 3 besorgt der Primärwandler nur die volumen- und gewichtsspärende Umsetzung der Netzspannung in die Eingangsspannung des Linearreglers. Der Primärschalter kann entweder ungeregelt sein oder er regelt nur Netzspannungsschwankungen aus. Der sekundärseitige Linearregler liefert die gewünschte "saubere" Ausgangsspannung. Bedingt durch den linearen Längsregler ist der Wirkungsgrad der Schaltung allerdings recht niedrig, meist um 50%.

Bild 3: Kombination aus Primär-Schaltregler und Linearregler.

Nachdem wir einige Grundschaltungen kennengelernt haben, werden wir das Schlüsselbauelement, den Leistungstransistor, etwas näher untersuchen und auf zwei Varianten, den Leistungs-MOSFET und den schnellen Thyristor eingehen.

4. Der Transistor als Leistungsschalter

Transistoren werden normalerweise als Verstärker oder Oszillatoren eingesetzt und dabei mit den Parametern Spannungs- und Strombelastbarkeit, Verlustleistung, Stromverstärkung, Transitfrequenz, Rauschzahl sowie durch Eingangs- und Ausgangsimpedanzen bzw. Vierpol-parameter charakterisiert. Dies sind typische Kleinsignal-Eigenschaften im Linearbetrieb.

Da sich ein Leistungs-Schalttransistor kaum jemals im Linearbetrieb befindet, müssen andere Größen zur Beschreibung gefunden werden: Neben den im leitenden Zustand am Transistor zulässigen Spannungs- und Stromwerten, zusammengefaßt im "Erlaubten Betriebsbereich bei leitender Basis-Emitterdiode" (Forward-Bias Safe Operating Area, FBSOA) und den Schaltzeiten, ist besonders das Verhalten im Abschaltmoment interessant. Dazu dient der "Erlaubte Betriebsbereich bei gesperrter Basis-Emitterdiode" (RBSOA); in jedem Fall dürfen die am Transistor anstehenden Spannungen und Ströme nicht den erlaubten Arbeitsbereich verlassen!

In Schaltnetzteilen werden vorwiegend schnelle bipolare Leistungstransistoren oder Leistungs-FETs (HEXFET, SIPMOS, TMOS) verwendet; vereinzelt kommen auch Thyristoren und GTOs (abschaltbare Thyristoren) zum Einsatz.

Von grundsätzlicher Bedeutung für einen verlustarmen und zuverlässigen Betrieb eines Leistungstransistors bei hoher Schaltfrequenz sind zwei Schaltungsdetails:

• die richtige Ansteuerung,
• eine geeignete Kollektor- bzw. Drainbeschaltung

4.1. Bipolare Schalttransistoren

Wenden wir uns zunächst der Ansteuerung und Beschaltung von schnellen bipolaren Transistoren zu. Dazu betrachten wir eine Schaltung nach Bild 4:

Zum Einschalten genügt es, dem Transistor einen so großen Basisstrom anzubieten, daß die Kollektor-Emitterspannung auf 1 bis 2 V abfällt. Dieser Basisstrom ist deutlich größer als der aus Stromverstärkung und Kollektorstrom berechnete Wert. Ein noch größerer Basisstrom verringert die Verluste im leitenden Zustand geringfügig, treibt aber den Transistor in die Sättigung, das heißt die Kollektorspannung sinkt unter die Basisspannung und die Kollektor-Basis-Diode wird vorwärts leitend. In diesem Betriebszustand werden viele Ladungsträger im Transistor gespeichert, die beim Abschalten "ausgeräumt" werden müssen. Das führt zu einer unnötig langen und verlustreichen Abschaltphase; man sollte deshalb eine Sättigung des Transistors vermeiden.

Bild 4: Der Transistor im Schaltbetrieb; R_L = in den Kollektorkreis transformierter Lastwiderstand, L_C = Hauptinduktivität des Schaltübertragers.

Ebenso nachteilig wäre auch ein zu kleiner Basisstrom: Bei plötzlichem Anstieg des Kollektorstromes, beispielsweise infolge eines Lastkurzschlusses, würde der Transistor in den Linearbetrieb geraten und durch die hohe auftretende momentane Verlustleistung zerstört werden.

Schaltnetzteile größerer Leistung enthalten deshalb Schaltungen zur automatischen Basisstrom-Anpassung an den Kollektorstrom, damit der Transistor stets am Rande der Sättigung in sogenannter "Quasi-Sättigung' arbeitet. Zusätzlich kann man eine Überwachung auf Entsättigung, also ungewollten Linearbetrieb bei Überlastung vorsehen und dann den Transistor sofort abschalten. Solche Schaltungen sind z.B. in "Handbuch Schalttransistoren" der Firma Thomson-CSF zu finden.

Bei manchen Netzteilkonzepten kann im Einschaltmoment des Transistors ein kurzer Überstrom im Kollektorkreis auftreten, etwa weil eine noch leitende Freilaufdiode erst sperren muß; man kann den Transistor dann entlasten, indem man die Stromanstiegs-Geschwindigkeit mit einer kleinen Induktivität im Kollektorkreis begrenzt. Natürlich muß die dort gespeicherte Energie beim Sperren des Transistors geeignet abgebaut werden, am einfachsten mit einer Reihenschaltung aus Diode und Widerstand parallel zur Induktivität.

Grundsätzlich gilt: Wenn man die Schaltverluste nicht weiter verringern kann, ist es besser, sie aus dem Transistor in unkritische Bauteile wie Widerstände zu verlagern.

Wesentlich kritischer als die Einschalt- und Leitend-Phase ist die Abschaltung des Transistors. Weil die Lastimpedanz immer einen induktiven Anteil hat, steigt bei sinkendem Kollektorstrom die Kollektor-Emitterspannung weit über die Betriebsspannung an. Der Transistor durchläuft dabei einen Bereich hoher Momentan-Verlustleistung; er muß innerhalb des zulässigen Arbeitsbereiches bei gesperrter Basis-EmitterDiode liegen, da sonst der Transistor beschädigt wird.

Um den Transistor abzuschalten genügt es nicht, einfach den Basisstrom zu unterbrechen. Durch die während der Leitendphase in der Basis gespeicherten Ladungsträger würde das Abklingen des Kollektorstromes viel zu lange dauern. Deshalb schaltet man die Basis von der Stromquelle für IB auf eine negative Spannungsquelle von einigen Volt um, die die Basisladung "absaugt". Diese Quelle muß für etwa eine Mikrosekunde einen Strom in der Größenordnung von IB liefern und die Basisspannung des gesperrten Transistors auf rund -5 V halten.

Der nachfolgende Sperrbetrieb ist für den Transistor wieder unkritisch. Weil die Basis negativ vorgespannt ist, darf die Kollektor-Emitterspannung des Transistors über U_CEO auf die wesentlich höhere U_CEV ansteigen, ohne daß der Transistor gefährdet wird. Man muß nur dafür sorgen, daß sie bis zum nächsten Einschaltzeitpunkt auf einen Wert unter U_CEO fällt, da sonst das FBSOA im Einschaltzeitpunkt verlassen wird!

Fassen wir zusammen: Um einen LeistungsSchalttransistor verlustarm und schnell-schalten zu lassen,muß ihm in der Leitendphase ein ausreichender Basisstrom angeboten werden, er darf aber nicht übersättigt werden. Zum Abschalten ist die Basis aus einer niederohmigen Sperrspannungsquelle von einigen Volt zu versorgen.

Während die Basisansteuerung prinzipiell über die Höhe der Schaltverluste entscheidet, hat die Kollektorbeschaltung die Aufgabe, die Schaltverluste in unkritische Bauteile zu verlagern. Diese Schaltungsteile werden allgemein Entlastungsnetzwerke genannt. Die meisten Verluste entstehen beim Abschalten des Transistors, die Leitend- und Sperrverluste sind dagegen bei bipolaren Transistoren zu vernachlässigen und die Einschaltverluste lassen sich durch das Netzteilkonzept klein halten. Nur bei FETs trägt die am Einschaltwiderstand R_DSon entstehende Verlustleistung zu den gesamten Transistorverlusten nennenswert bei.

Um nun die dominierenden Ausschaltverluste zu verkleinern, verzögert man den Anstieg der Kollektor-Emitterspannung im Abschaltmoment. Der Transistor wird dann bei einer kleineren Kollektorspannung ausgeräumt, was die Momentan-Verlustleistung drastisch verringert.

Am einfachsten schaltet man dazu einen Kondensator parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke. Leider wird die im Kondensator im Abschaltmoment gespeicherte Energie beim Wiedereinschalten des Transistors in ihm in Wärme verwandelt. Bildlich gesprochen, schließt der Transistor bei jedem Einschalten einen auf mehrere 100 V aufgeladenen Kondensator kurz, was zu einer zusätzlichen Belastung durch Spitzenströme führt. Außerdem bildet der Kondensator mit der Streu-Induktivität des Übertragers einen Schwingkreis, der hohe Spannungsüberschwinger am Kollektor erzeugen kann.

Besser verhält sich die in Bild 4 eingezeichnete RCD-Schaltung: Im Abschaltmoment sorgt der Kondensator für den gewünschten langsamen Spannungsanstieg, beim Einschalten entlädt sich der Kondensator über den Widerstand; die gespeicherte Energie wird größtenteils im Widerstand "verbraten". Solche Netzwerke werden am besten experimentell dimensioniert. Leider kann man die Schaltung nur für eine bestimmte Belastung und festgelegte Tastzeiten optimieren. In Netzgeräten mit variabler Schaltfrequenz oder veränderlichem Tastverhältnis kann ein für Volllast ausgelegtes Entlastungsnetzwerk bei Teillast oder Leerlauf sogar den Wirkungsgrad verschlechtern!

Oft kann ein richtig aufgebautes RCD-Netzwerk die Sperrbelastung des Transistors so verringern, daß billigere, niedriger sperrende Transistoren eingesetzt werden können: es verzögert den Anstieg der Kollektorspannung über den Wert U_CE, solange, bis die Basisspannung negativ geworden ist und der Transistor mit U_CEV belastet werden darf.

4.2. Feldeffekt-Transistoren

Leistungs-MOSFETs wie TMOS von Motorola, SIPMOS von Siemens oder HEXFET von International Rectifier sind wesentlich einfacher anzusteuern als bipolare Leistungstransistoren. Weil es sich um ein spannungsgesteuertes Bauelement handelt, ist kein kontinuierlicher Stromfluß in die Steuerelektrode erforderlich. Die Steuerspannungsquelle muß zum Durchschalten eine Spannung von rund 10 Volt und zum Sperren eine leicht negative Spannung liefern. Zum Umladen der Gate-Source-Kapazität von mehreren Nano-farad sind aber Impulsströme von etwa einem Ampere durch die Treiberstufe aufzubringen.

In einem Bipolar-Transistor müssen beim Abschalten die in der Basis vorhandenen Minoritätsträger mit Majoritätsträgern rekombinieren, bevor der Transistor sperren kann; dieser Prozeß ist für die Speicherzeit des Transistors (ca. 1 µs) verantwortlich. Da der FET ein reines Majoritätsträger-Bauelement ist, entfällt die Rekombinationszeit und man kann ihn mit viel höherer Schaltfrequenz betreiben. Beim Einsatz oberhalb 100 kHz ist der FET somit den Bipolar-Transistoren überlegen.

Weiter gibt es beim FET keinen Unterschied zwischen Durchlaß- und Sperrbereich, das heißt der FET wird mit einem sicheren Arbeitsbereich vollständig beschrieben. Die beim Bipolar-Transistor angestellten Überlegungen hinsichtlich Spannungsfestigkeit im Abschaltmoment und beim Einschalten, also solange die Basis noch nicht genügend negativ ist, sind beim FET überflüssig; er kann immer mit der maximalen DrainSource-Spannung belastet werden, egal ob er im Durchlaß- oder Sperrbetrieb arbeitet.

Warum in den meisten Schaltungen heute noch Bipolar-Transistoren eingesetzt werden, hat neben Preisvorteilen folgende Gründe:

• bei den übliche i Schaltfrequenzen von 20 bis 50 kHz fallen ihre größeren Schaltverluste weniger ins Gewicht;
• Leistungs-FETs sind erst seit kurzem mit Sperrspannungen über 500 V verfügbar; Eintaktschaltungen für das 220-V-Netz konnte man ohne sie nicht realisieren;
• der Einschaltwiderstand und damit die Leitendverluste eines FETs wachsen mit der Spannungsfestigkeit linear an.

Die Vorteile von Leistungs-FETs, die kürzere Schaltzeit, die einfachere Basisansteuerung und die einfacheren Entlastungsnetzwerke bringen erst bei Schaltfrequenzen über 100 kHz Kostenvorteile. Für diese und höhere Frequenzen geeignete Transformator-Werkstoffe, superschnelle Gleichrichter und Ansteuerschaltungen kommen aber erst jetzt auf den Markt.

4.3. Schnelle Thyristoren und GTOs

Auf den ersten Blick haben Thyristoren als Schalter in Netzgeräten einige Vorteile zu bieten:

• sie brauchen nur einen Zündimpuls und kein dauerndes Ansteuersignal
• sie sind robuster als Transistoren
• sie können für höhere Sperrspannungen und Ströme gefertigt werden.

Diese guten Eigenschaften kommen aber nur in Anwendungen zum Tragen, die außerhalb des Amateursektors liegen, wie induktive Erwärmung, Motorsteuerungen großer Leistung, Hochspannungserzeuger für Röntgengeräte oder andere Mittelfrequenz-Generatoren. Im Leistungsbereich unter 500 W überwiegen zwei Nachteile:

• der Thyristor braucht externe Bauteile zum Abschalten, die den Anodenstrom kurzzeitig zu Null machen; bei kleinen Ein-Thyristor-Schaltungen ist das üblicherweise ein Serienschwingkreis, der beträchtliche Leistung führt und deshalb recht groß ist. Erst in Gegentaktschaltungen wird der Kommutierungsaufwand kleiner.
• auch schnelle Thyristoren haben Abschalt- (Freiwerde-)Zeiten um 10 µs, sind also um eine Größenordnung langsamer als Transistoren.

Eine Verbesserung erhoffte man sich von abschaltbaren Thyristoren (gate-turn-off thyristors, GTOs), die mit einem großen negativen Stromimpuls ins Gate gesperrt werden können. Sie haben sich aber bisher nur wenig durchsetzen können.

5. Weitere Bauelemente

Neben dem Schalttransistor sind der Transformator und die Sekundärgleichrichter Schlüsselbauelemente eines Schaltnetzteils.

Dies wird der nächste Abschnitt verdeutlichen.

5.1. Transformatoren, Speicher- und Entstördrosseln

Als Kernmaterial für Betiebsfrequenzen über 10 kHz kommt natürlich kein Trafoblech, sondern nur Ferrit in Frage. Alle Bauelemente-Hersteller haben für Leistungsübertrager geeignete Materialien entwickelt; sie sind durch eine hohe Sättigungsmagnetisierung, eine hohe Curie-Temperatur und kleine, mit der Temperatur sinkende Verluste gekennzeichnet. Damit ist ein sicherer Betrieb auch bei Temperaturen über 100 °C möglich.

Ebenso wichtig ist eine Kernform, die ein problemloses Bewickeln, auch mit dicken Drähten, eine gute Isolation zwischen Primär- und Sekundärseite (wichtig für Netztrennung) und einen streuinduktivitätsarmen Aufbau zuläßt. Hier haben sich Kerne mit rundem Mittelschenkel wie die RM-, PM-, ETD- und EC-Formen durchgesetzt. Für streuarme Speicher- und Entstördrosseln kommen auch Ringkerne zur Anwendung. Sie sind aber nur von Hand oder mit Spezialmaschinen zu bewickeln.

5.2. Elkos

Alle Lade- und Sieb-Elkos, die Ströme mit der Schaltfrequenz führen, sollten spezielle Schaltnetzteil-Elkos mit kleinem Serienwiderstand im Frequenzbereich um 50 kHz sein. Normale Elkos erwärmen sich häufig zu stark und sieben die Schaltfrequenz nicht mehr ausreichend.

Ersatiweise kann man mehrere kleine Kondensatoren parallel schalten, um den Serienwiderstand zu senken und die Verlustleistung aufzuteilen. In Hochspannungsnetzteilen sollte man grundsätzlich Folienkondensatoren zur Siebung verwenden, bei Niederspannung den Elkos Folienkondensatoren als HF-Weg parallel schalten.

5.3. Dioden

Alle Gleichrichterdioden (außer dem Netzgleichrichter) sollten ebenfalls spezielle Schaltnetzteil-typen sein; Experimente mit normalen 50-Hz-Dioden wie der 1N4007 sind nicht zu empfehlen. Für mittlere und hohe Spannungen bei kleinen Strömen sind aus der Fernsehtechnik genügend schnelle Gleichrichter für den Betrieb bei Zeilenfrequenz verfügbar (z.B. die BA159, BYX55, BY299, BY399, BY201, BY202, etc.).

Zur Gleichrichtung kleinerer Spannungen sind Schottky-Gleichrichter vorteilhaft. Sie haben eine niedrige Flußspannung von typisch 0,55 V und eine Schaltzeit im Nanosekunden-Bereich. Leider sind sie nur mit Sperrspannungen von maximal 50 V verfügbar, und die zulässigen Kristalltemperaturen sind niedriger als bei PN-Dioden. Der letzte Nachteil wird durch die niedrigere Flußverlustleistung wieder ausgeglichen. Von einigen Herstellern (z.B. Motorola) gibt es seit kurzem auch ultraschnelle PN-Gleichrichter zum Betrieb bei extrem hohen Schaltfrequenzen.

Nachdem wir nun die wichtigsten Bauteile eines Schaltnetzteils kennengelernt haben, ist der nächste Abschnitt den Grundschaltungen gewidmet.

6. Grundschaltungen

Im weiteren werden wir uns auf Schaltnetzteile mit Netztrennung beschränken und die z.B. in einigen Fernsehgeräten zu findenden Drosselwandler ohne galvanische Trennung vom Netz außer acht lassen. Man kann die Grundschaltungen zunächst in Eintakt- und Gegentaktwandler unterteilen, wobei die Eintaktkonzepte für kleine Leistungen interessant sind, während die Gegentaktschaltungen im hohen Leistungsbereich und bei Sonderschaltungen (z.B. Vervielfacherkaskaden) zur Anwendung kommen.

Kommen wir zuerst zu den Eintaktschaltungen, dem Sperr- und dem Flußwandler:

6.1. Der Eintakt-Sperrwandler

Diese besonders für den Leistungsbereich unter 100 W geeignete Schaltung ist nach Bild 5 aufgebaut.

Bild 5: Der Eintakt-Sperrwandler.

Wichtigstes Bauteil ist der Übertrager Tr, der neben der Transformation und Netztrennung eine Funktion als Energiespeicher hat; damit der Ferritkern nicht gesättigt wird, und damit die benötigten niedrigen Induktivitätswerte mit großen Ferritkernen realisierbar werden, verwendet man Kerne mit großen Luftspalten von 0,5 bis 1 mm. Der AL-Wert liegt dann bei rund 250 gegenüber 3000 bis 7000 bei einem gleichgroßen Kern ohne Luftspalt.

Die Funktionsweise geht aus dem Diagramm in Bild 6 hervor. Wird der Transistor von der Steuerschaltung durchgeschaltet, so steigt der Kollektorstrom durch die Primär-Induktivität des Übertragers linear an. Die Anstiegsgeschwindigkeit erhält man aus der Gleichung

U_DC = L × dI / dT

und den Kollektorspitzenstrom zu

Î_C = T_EIN × U_DC / L

Im Abschaltzeitpunkt ist in der Primärspule eine Energie von

W = ½L × Î² = ½L × T_EIN² × U_DC²

gespeichert. Beim Abschalten steigt die Kollektorspannung je nach Schaltung auf die 2 bis 5fache Speisespannung an. Gleichzeitig wird die Gleichrichterdiode leitend und überträgt die gespeicherte Energie zur Last. Erst wenn die gesamte Energie übertragen wurde und die Magnetisierung im Übertrager zu null geworden ist, kann der Transistor wieder eingeschaltet werden.

Bild 6: Spannungs- und Stromverläufe im Sperrwandler.

Der Sperrwandler wird beispielsweise in Fernsehgeräten, Videorecordern und ähnlichen Anwendungen eingesetzt. Neben dem verhältnismäßig geringen Schaltungsaufwand hat das folgende Gründe: Die im Übertrager gespeicherte Energie hängt quadratisch von der Leitend-Zeit des Transistors ab und man erhält so einen großen Regelbereich des Wandlers bei Netzspannungs- und Lastschwankungen. Begrenzt man die Einschaltzeit und damit die gespeicherte Energie, so ist die Schaltung auch kurzschlußbzw. überlastungssicher.

Einige Nachteile des Sperrwandlers sind bei Kleinleistungs-Anwendungen nicht allzu schwerwiegend:

• man braucht Transistoren mit einer Sperrspannung von 800 bis 1000 V, und der Kollektorspitzenstrom ist viel höher als der Effektivwert; meist verwendet man Zeilenendstufen-Transistoren wie den BU208 in dieser Schaltung;
• der Übertrager, hier zugleich Energiespeicher, ist etwas größer als bei anderen Wandlertypen;
• bei Entlastung kann die Ausgangsspannung und damit auch die Kollektorspannung weit über die Betriebswerte ansteigen, wenn nicht das Tastverhältnis verkleinert wird. Ein Sperrwandler kann daher im allgemeinen nur bei konstanter Last ungeregelt betrieben werden;
• schließlich sind bei dem pulsierenden Ausgangsstrom recht große Sieb-Elkos und eventuell zusätzliche Filter hinter dem Gleichrichter nötig.

Für größere Leistungen ist der Flußwandler besser geeignet, der nun beschrieben wird.

6.2. Der Eintakt-Flußwandler

Die wichtigsten Kennzeichen des Eintakt-Flußwandlers sind, daß die Energie in der Leitend-Phase des Transistors zur Sekundärseite übertragen wird und daß Transformator und Energiespeicher getrennte Bauteile sind, die für sich optimiert werden können. Das Bild 7 zeigt eine typische Schaltung.

Bild 7: Der Eintakt-Flußwandler.

Wie man sieht, ist der Bauteile-Aufwand um einiges höher als beim Sperrwandler. Das wird aber durch einige Vorteile der Schaltung aufgewogen: Da der Kollektorstrom des Transistors nahezu rechteckförmig ist, wird der Transistor wesentlich besser genutzt als beim Sperrwandler, das heißt mit dem gleichen Transistor kann viel mehr Leistung übertragen werden. Der Gleichrichter mit Drosseleingang sorgt auch mit kleinem Ausgangs-Elko für eine Ausgangsspannung mit geringer Welligkeit. Damit wird auch die Strombelastung des Elkos recht klein und man braucht hier meist keine teuren Schaltnetzteil-Elkos. Ein Nachteil des Flußwandlers ist die rechteckförmige Stromentnahme aus dem Netzgleichrichter, was entsprechende primärseitige Entstörmaßnahmen erforderlich macht.

Doch nun zu den Bauteilen und zur Funktion der Schaltung:

Das wichtigste Bauteil, der Flußwandler-Übertrager, wird wie ein normaler Trafo dimensioniert, das heißt der Magnetisierungsstrom beträgt nur 5 bis 10 % des Nennstromes, ein entscheidender Unterschied zum Sperrwandler!

Das zweite Wickelbauteil, die Speicherdrossel, ist prinzipiell nicht nötig, verringert aber die Welligkeit des Ausgangsstroms so stark, daß sie allgemein verwendet werden sollte.

Die Funktionsweise läßt sich am besten mit Bild 8 erklären:

Wird der Transistor durchgeschaltet, fließt ein nahezu rechteckförmiger Strom durch die Primärwicklung n1 des Übertragers. Die Sekundärwicklung n3 ist so gepolt, daß ein entsprechender Strom (n1 / n2 × I_C) durch die Diode D2 und die Drossel zum Verbraucher fließt.

Bild 8: Spannungs- und Stromverläufe im Flußwandler.

Nach dem Abschalten des Transistors würde die Kollektorspannung sehr hoch ansteigen, da im Gegensatz zum Sperrwandler die Sekundärdiode nun sperrt und der Transformator nicht mehr belastet ist. Man könnte die Rückschlag-Energie in einem RC-Glied "verheizen", was aber nur bei sehr kleinen Flußwandlern (z.B. 12 V Eingangsspannung, einige Watt Leistung) wirtschaftlich ist. Besser ist es, die Energie über eine Hilfswicklung n2 (üblicherweise mit der gleichen Windungszahl wie n1 und mit dieser fest gekoppelt) und die Diode D1 in die Spannungsquelle zurückzuspeisen. Es ist wichtig, daß dieser Entmagnetisierungsvorgang abgeschlossen ist, wenn der Transistorwieder einschaltet.

Auf der Sekundärseite übernimmt nach dem Sperren von D2 die Diode D3 den Strom, und der Verbraucher wird mit der in der Drossel gespeicherten Feldenergie gespeist; der Drosselstrom klingt dabei langsam ab. Man dimensioniert die Drossel so, daß der Strom in ihr bei Vollast einen dreieckförmigen Verlauf hat und der Wechselanteil etwa 20 % vom Gleichanteil beträgt.

Eintakt-Flußwandler sind bis zu Leistungen von mehreren Kilowatt realisierbar und sind immer dann vorteilhaft einzusetzen, wenn die Ausgangsspannung wieder im Eintakt gleichgerichtet wird. Für Anwendungen, in denen eine symmetrische Wechselspannung gebraucht wird (z.B. Hochspannungsversorgungen mit Vervielfacherkaskaden) sind die im nächsten Kapitel beschriebenen Gegentaktwandler besser geeignet.

Zum Abschluß sei in Bild 9 noch eine EintaktFlußwandlerschaltung mit zwei in Serie geschalteten Transistoren gezeigt. Sie benötigt nur eine Primärwicklung und eignet sich besonders für hohe Eingangsgleichspannungen (z.B. gleichgerichtetes 380-V-Netz). Beide Transistoren werden gleichphasig angesteuert und sind so geschaltet, daß an jedem Transistor höchstens die Eingangsgleichspannung auftreten kann. Die Dioden dienen zugleich der Energie-Rückgewinnung und zur Spannungsbegrenzung an den Transistoren. Sonst ist die Arbeitsweise identisch mit einem normalen Flußwandler. Nach diesem Konzept sind bereits Netzgeräte für 380 V Eingangsspannung und 5 kW Leistung realisiert worden.

Bild 9: Der Flußwandler mit zwei Transistoren.

6.3. Gegentaktwandler

Die Gegentaktschaltung ist wahrscheinlich allen Funkamateuren als Bestandteil von Mobilstromversorgungen bekannt. Deshalb reicht hier eine kurze Beschreibung:

Wie Bild 10 zeigt, gleicht der Aufbau einer transformatorgekoppelten Gegentaktendstufe, die mit einer symmetrischen Rechteckspannung angesteuert wird. Dieses Konzept wird in Schaltnetzteilen fast nur als freischwingender, ungeregelter Wandler verwendet. Grund dafür ist die Sättigung des Transformatorkerns bei unsymmetrischer Ansteuerung oder unterschiedlichen Transistor-Schaltzeiten; eine Kernsättigung aber führt zu hohen Stromspitzen im Transformator und zur Zerstörung der Transistoren.

Bild 10: Die konventionelle Gegentaktschaltung.

Man kann dies vermeiden, wenn man entweder den Übertrager überdimensioniert und einen Luftspalt vorsieht, oder durch eine recht aufwendige Symmetrierschaltung die Einschaltzeiten der Transistoren überwacht.

Verwendet man FETs als Leistungstransistoren, so ist bei exakt symmetrischer Ansteuerung keine weitere Maßnahme erforderlich, weil die FET-Schaltzeiten sehr kurz sind und nur wenig streuen.

Keine Probleme ergeben sich, wie schon erwähnt, bei freischwingendem Betrieb; hier verwendet man zur Rückkopplung im allgemeinen einen kleinen, gesättigten Treibertrafo, der eine automatische Symmetrierung der Leistungsstufe bewirkt.

Eine besser geeignete Schaltung ist die nun beschriebene "Halbbrücke", die keine Symmetrierungsprobleme kennt.

6.3.1. Die Halbbrücke

Eine viel verwendete Gegentaktschaltung ist die "Halbbrücke", die im Aufbau einer eisenlosen Gegentaktendstufe gleicht, wie Bild 11 zeigt.

Bild 11: Die Halbbrücke.

Beide Schalttransistoren werden gegenphasig angesteuert und schalten das linke Ende der Primärwicklung n1 des Übertragers abwechselnd an Masse und +U_B, während das rechte Ende an +½U_B liegt (kapazitiver Teiler). An der Primärwicklung liegt also eine Rechteckspannung mit einer Amplitude von ½U_B. Da der kapazitive Teiler keinen Gleichstromfluß in der Primärwicklung erlaubt, gibt es bei unsymmetrischer Ansteuerung der Transistoren keine TransformatorVormagnetisierung und damit auch keine Sättigungsprobleme.

Man verwendet bei Gegentakt-Schaltnetzteilen auf der Sekundärseite meist einen Doppelweggleichrichter mit Drosseleingang, weil sich damit niedrigere Dioden-Spitzenströme und somit auch eine bessere Ausnutzung der Dioden und Transistoren ergeben.

Zur Ansteuerung der Leistungsstufe kann man einen gemeinsamen oder zwei getrennte Treiberübertrager verwenden; bei richtiger Auslegung sind beide Lösungen gleichwertig.

Hiermit sind wir bei einem weiteren wichtigen Punkt angelangt, den Ansteuerschaltungen und Treiberstufen.

7. Ansteuerschaltungen und Treiberstufen

Die Ansteuerschaltung eines Schaltnetzteiles besteht mindestens aus vier Teilen:

• einem Taktoszillator für die Schaltfrequenz;
• einem Pulsbreitenmodulator;
• einer Referenzspannungsquelle;
• einem Regelverstärker zum Vergleich der Ausgangsspannung mit dem Sollwert.

Weitere wünschenswerte Schaltungsteile sind:

• Anlaufschaltung zum definierten, sanften Aufbau der Ausgangsspannung nach dem Einschalten;
• Strombegrenzung, entweder primär (Transistorstrom) oder sekundär (Laststrom);
• Komparatoren zur Abschaltung des Netzteils bei Über- und Unterspannung des Versorgungsnetzes;
• PLL-Bausteine zum synchronen Betrieb mehrerer Netzteile;
• Übertemperaturschutz;
• ferngesteuerte Ein/Aus-Schaltung.

Während man vor einigen Jahren diese Funktionen noch mit Logikbausteinen, Operationsverstärkern und diskreten Halbleitern aufbaute, gibt es inzwischen eine Anzahl integrierter Ansteuerschaltungen. Bekannte Baureihen sind: die SG1524-Serie, der TL494 mit seinen Varianten TL495 und TL496, der TDA4700 mit seinen Abkömmlingen und der TEA1001/UAA4001. Eine Sonderstellung nimmt der TDA4600 ein, eine in der Unterhaltungselektronik viel verwendete Steuerschaltung für freischwingende Sperrwandlernetzteile für Leistungen bis 150 W.

Eine detaillierte Beschreibung der einzelnen Bausteine würde hier zu weit führen, es sei an dieser Stelle auf die Datenblätter der Hersteller verwiesen.

Die Treiberstufe stellt das Bindeglied zwischen Ansteuerbaustein und Leistungsschalter dar. Sie hat drei Aufgaben: dem Leistungstransistor in der Leitend-Phase einen wohldosierten Basisstrom anzubieten, damit der Transistor in Quasi-Sättigung arbeitet; im Abschaltmoment die Basisladung schnellstmöglich auszuräumen; und im anschließenden Sperrbetrieb dem Transistor eine negative Basisvorspannung von einigen Volt anzubieten. Von Fall zu Fall übernimmt die Treiberstufe auch die Potentialtrennung zwischen Leistungsteil und Steuer-Elektronik.

Auf den ersten Blick scheint ein Leistungs-FET mit einem einfacheren Treiber auszukommen, weil es sich um ein spannungsgesteuertes Bauelement handelt. Man sollte aber bedenken, daß die Gate-Source-Kapazität um 1 nF liegt, und daß parallel dazu noch die um den Miller-Effekt vergrößerte Gate-Drain-Kapazität zu denken ist. Diese Kapazitäten müssen in einigen 100 ns umgeladen werden, was einen Gate-Spitzenstrom von rund einem Ampere erfordert. Der Treiber für Leistungs-FETs ist also auf gutes Impulsverhalten bei hohen Spitzenströmen zu züchten, zusätzlich ist noch ein größerer Spannungshub als beim Bipolartransistor vonnöten. Die einzige Vereinfachung ergibt sich aus dem Wegfall der Anti-sättig u ngs-Netzwerke.

In den Treiberstufen findet man üblicherweise drei Schaltungsvarianten:

Bei direkter Kopplung zwischen Treiber und Leistungstransistor werden üblicherweise Komplementär-Gegentakttreiber nach Bild 12 benutzt. Hier ist auch eine einfache Antisättigungsschaltung zu sehen:

Fällt die Kollektorspannung des Leistungstransistors unter einen bestimmten Wert, so wird der Steuerstrom des Treibers über die Diode DAsteilweise in den Kollektor abgeleitet und so die Sättigung verhindert. Diese Schaltung liefert die kürzesten Schaltzeiten und erlaubt die direkte Überwachung des Transistors auf Entsättigung und Überstrom, braucht aber zwei Hilfsspannungen von 5 bis 10 Volt.

Bild 12: Ein direkt gekoppelter Treiber mit Antisättigungsschaltung.

Ist eine Potentialtrennung zwischen Ansteuerschaltung und Leistungsstufe nötig, wird sie am besten zwischen Ansteuerbaustein und Treiber gelegt (z.B. mit einem Optokoppler). Die Hilfsspannungen UH müssen dann für jeden Leistungstransistor separat und potentialfrei erzeugt werden.

Kennzeichen der beiden anderen Varianten, den transformatorgekoppelten Eintakttreibern nach Bild 13 ist, daß die Energie für jeweils eine Ansteuerphase des Transistors im Treiberübertrager gespeichert wird. Demnach gibt es den Flußwandler-Treiber (die zum Durchschalten der Leistungsstufe benötigte Energie wird direkt übertragen, die Abschaltenergie im Trafo gespeichert) und den Sperrwandler-Treiber. Beide Versionen unterscheiden sich nur in der Polung der Sekundärseite des Treibertrafos in Bild 13.

Bild 13: Eine potential-getrennte Treiberstufe mit Antisättigungs-Dioden.

Von Nachteil sind die längeren Schaltzeiten, und die weniger exakte Steuerung des Leistungstransistors; zur Stromüberwachung und zum Schutz der Leistungsstufe sind gegebenenfalls noch weitere Übertrager einzusetzen. Für die Übertragerkopplung spricht eine gute Anpassung zwischen vorhandener Treiber-Speisespannung und dem Ansteuerbedarf der Leistungsstufe; so kann man beispielsweise direkt aus dem gleichgerichteten Netz gespeiste Hochvolttreiber mit Abwärtsübertrager realisieren. Weiter kann die Potentialtrennstelle in den Übertrager gelegt werden, wenn die durch die geforderten Isolationsabstände bedingte schlechtere Kopplung und die erhöhten Streuihduktivitäten tragbar sind.

Zusammenfassend kann man festhalten, daß in Anwendungen, welche die Spannungs- und Strombelastbarkeit des Leistungstransistors voll ausnutzen, ein direkt gekoppelter Treiber die beste Lösung ist. Dann ordnet man die Steuerschaltung am einfachsten auch auf der Primärseite an und überträgt nur den Istwert der Ausgangsspannung mit einem Optokoppler von der netzgetrennten Seite zur Regelschaltung. Zur Strombegrenzung kann dann der Transistorstrom herangezogen werden.

Sind die Leistungstransistoren nur bis zur Kollektor-Emitter-Sperrspannung U_CEO belastet, so hat die Basisansteuerung keine so große Bedeutung für den sicheren Betrieb und man kann ohne Probleme Eintakt-Treiber mit Transformatorkopplung verwenden. Damit kann die Regelschaltung auf die netzgetrennte Sekundärseite gelegt werden. Dieses Konzept erlaubt zwar eine direkte Spannungs- und Strommessung an den Ausgangsklemmen, braucht aber zum Anlauf ein unabhängiges kleines Netzteil, das in dieser Zeit die Ansteuerschaltung und den Treiber versorgt.

Welches Konzept man wählt, hängt von der übertragenen Leistung ab: bei großen Netzteilen fallen die Kosten für mehrere Netztrennstellen und eine Hilfsversorgung nicht ins Gewicht; hier sollte man die Regelschaltung auf der Sekundärseite anordnen. Vorteilhaft ist auch, daß man zum Service die Regelschaltung überprüfen kann, ohne daß man einen Trenntrafo oder ein erdfreies Oszilloskop braucht. Weiterhin ist in dieser Variante der netzspannungsführende Bereich am kleinsten, was das Einhalten der Sicherheitsvorschriften erleichtert.

Bei kleinen Netzteilen wird man die Steuerschaltung an das Netzpotential legen; der Leistungstransistor kann dann direkt angesteuert werden und zum Anlauf legt man kurzzeitig die gleichgerichtete Netzspannung über einen Widerstand an die Steuerschaltung, dann übernimmt eine Hilfswicklung des Leistungsübertragers die weitere Speisung. Natürlich geht das nur bei Festspannungs-Netzteilen, wo Ausgangsspannung und Speisespannung der Treiberstufe in einem festen Verhältnis stehen und letztere sich nicht beliebig ändern darf.

Damit haben wir unsere Rundreise durch ein Schaltnetzteil abgeschlossen und können zu einem besonders für Funkamateure wichtigen Punkt übergehen, der Entstörung.

8. Entstörmaßnahmen

Ein Schaltnetzteil kann andere elektronische Geräte auf mehrere Arten beeinflussen:

• durch Rückspeisen der Schaltfrequenz und ihrer Oberwellen ins Stromnetz;
• durch die Restwelligkeit der Ausgangsspannung;
• durch das magnetische Streufeld der Wickelbauteile;
• durch das elektrische Streufeld von Leitungen mit hohen Impulsspannungen.

Die beiden letzten Punkte sind mit konstruktiven Maßnahmen in den Griff zu bekommen; so sollte man offene magnetische Kreise wie beispielsweise Stabkern-Induktivitäten möglichst vermeiden und Leiterschleifen mit großem Wechselstrom-Anteil so klein wie möglich halten. Bei der Montage von Leistungshalbleitern ist dem isolierten Einbau der Vorzug zu geben, da dann die Kühlkörper an Masse gelegt werden können und nicht als Antennen für die Schaltfrequenz wirken. Baut man noch das Netzgerät in ein Metallgehäuse mit elektrisch gut miteinander verbundenen Wänden ein, ist die direkte Strahlung vernachlässigbar.

Schwieriger ist es, ein Rückspeisen der Schaltfrequenz ins Netz zu unterbinden. In jedem Fall ist ein gutes Netzfilter mit hoher Dämpfung ab 10 kHz zu empfehlen. Weiter kann man zu den primärseitigen Lade-Elkos je einen Folienkondensator von 0,1 bis 1µF parallel schalten. Bei größeren Leistungen wird meistens eine Eingangs-Gleichrichterschaltung mit Luftspaltdrossel verwendet, weil damit der Spitzenstrom durch Gleichrichter und Lade-Elko kleiner wird, ohne Leistung in einem Strombegrenzungs-Widerstand zu verheizen.

Hier kann eine minimale Schaltungsänderung den Netzstörpegel drastisch verringern: man teilt nach Bild 14 die Drossel in zwei Hälften auf und legt parallel zum Gleichrichter einen Folienkondensator als HF-Kurzschluß. Unter Umständen reichen dann schon zwei Y-Kondensatoren am Netzeingang zur Entstörung aus.

Bild 14: Eine Möglichkeit zur Netz-Entstörung.

Hier noch ein wichtiger Hinweis: Verwenden Sie als Entstörkondensatoren nur einwandfreie Exemplare, die speziell für diese Anwendung konstruiert sind und ein Prüfzeichen des entsprechenden Landes aufweisen (z.B. VDE, SEV, UL). Ferner ist der maximale Ableitstrom der zwischen Phase und Schutzleiter beziehungsweise Gehäuse liegenden Y-Kondensatoren zu beachten. Er darf einen Grenzwert von ca. 1 mA nicht überschreiten. Im Zweifelsfall sollte man in die entsprechenden Vorschriften Einblick nehmen.

Die Restwelligkeit auf der Ausgangsspannung wird man schon im Interesse eines störungsfreien Betriebs des angeschlossenen Geräts so klein wie möglich machen. Am besten ordnet man hinter dem sekundärseitigen Ladekondensator noch ein LC-Glied, bestehend aus einem Ferritringkern mit einigen Windungen und einer Parallelschaltung aus Elko und Folienkondensator an! Wichtig ist, daß der Betriebsstrom die Spule nicht in die Sättigung treibt.

Die sekundärseitige Restwelligkeit hängt auch stark vom Schaltungskonzept ab: so hat ein Sperrwandler, bei dem der Ausgangskondensator nur mit kurzen Stromimpulsen geladen wird, eine viel höhere Restwelligkeit als beispielsweise ein Fluß- oder Gegentaktwandler mit Speicherdrossel.

Hochfrequente Spektralanteile können auch von den sekundärseitigen Gleichrichtern stammen, wenn das parallel zu ihnen liegende Bedämpfungsnetzwerk, meist ein RC-Glied, falsch dimensioniert ist. In jedem Fall sind Gleichrichter mit "soft-recovery"-Verhalten leichter zu entstören und man sollte ihnen den Vorzug geben.

Mit diesen Hinweisen kann ein Schaltnetzteil soweit entstört werden, daß ein Betrieb unmittelbar in einer Amateurfunkanlage möglich ist. Weitergehende Maßnahmen erfordern einen erheblichen Meßgeräte-Aufwand und lassen sich meist nur im Experiment auf ihre Wirksamkeit prüfen.

Nachdem dieser Beitrag den aufmerksamen Leser in die Lage versetzt Schaltnetzteile zu klassifizieren und in ihren Daten und Merkmalen zu beurteilen, sollen in späteren Artikeln ausgewählte, für die Praxis entwickelte, moderne Schaltnetzteile zum Nachbau beschrieben werden. Dies wird in zwangloser Folge geschehen; bisher sind ein Netzteil für Computer mit etwa 80 Watt Leistung sowie zwei 12-Volt-Netzteile mit 8 und 20 Ampere in der Planung und im Probebetrieb.

9. Weiterführende Literatur

1. Motorola: Linear/Switchmode Voltage Regulator Handbook
2. Siemens: Schriftenreihe Schaltnetzteile I-V (Grundlagen)
3. Siemens: Applikationen für TDA4600, TDA4700 und TDA4718
4. Thomson-CSF: Handbuch Schalttransistoren
5. Thomson-CSF: Handbuch II Transistoren in der Leistungselektronik
6. Thomson-CSF: Applikationen für TEA1001SP und UM4001DP

DB1NV, Jochen Jirmann.