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Für viele in der Amateurfunk-Praxis vorkommende Meßaufgaben, wie Abgleich von Filtern oder Antennen, ist eine Signalquelle erforderlich, die einen größeren Bereich um das betreffende Amateurband herum überstreicht. Wer keinen kommerziellen Wobbelsender zur Verfügung hat, kann mit recht wenig Aufwand entsprechende Prüfoszillatoren aufbauen. Dieser Artikel soll Hilfe bei deren Konstruktion geben und Verständnis für die verwendete Schaltungstechnik vermitteln, die in dem Ruf steht, so etwas wie "schwarze Kunst" zu sein.
1. Einführung
In üblichen Amateurfunkgeräten ist man bestrebt, den Abstimmbereich der in den Synthesizern verwendeten spannungsgesteuerten Oszillatoren (VCOs) so klein wie möglich zu machen, um den unvermeidlichen Störhub infolge des Eigenrauschens der Oszillatoren und der nie ganz "sauberen" Abstimmspannung klein zu halten. Entsprechende Schaltungen sind zur genüge publiziert worden, es seien hier stellvertretend die Arbeiten von DJ7VY genannt. In der Amateurfunk-Meßtechnik werden oft auch Oszillalatoren benötigt, die sich über große Bereiche abstimmen lassen, sei es zur Impedanzbestimmung breitbandiger Antennen, zum Abgleich von Oberwellenfiltern oder als Lokal-Oszillatoren in Überlagerungs-Empfängern. In diesem Artikel werden einige einfach zu realisierende Breitband-VCOs vorgestellt, die sich für viele Meßzwecke eignen, wenn kein geeigneter Wobbelsender zur Verfügung steht.
Insbesondere möchte der Autor die Leser zu eigenen Experimenten ermuntern, da sich der dazu nötige Meßaufwand in Grenzen hält: Zwei Netzgeräte für Betriebsspannung (12 V) und Abstimmspannung (0 bis 30 V), ein Leistungsindikator und ein Frequenzzähler reichen aus. Wer keinen UHF-Zähler hat, kann einen einfachen Zähler bis 10 oder 20 MHz mit einem ECL-Vorteiler für 20 DM, wie er in modernen Synthesizer-Tunern der Fernsehgeräte verwendet wird, bis auf 1 GHz erweitern. Geeignete Typen sind z. B. der U264 / U664 (Teilungsfaktor 64), der U666 (Teilungsfaktor 256 von Telefunken oder der SDA2211 (Teilungsfaktor 64) von Siemens. Hilfsschaltungen zur Dezimalisierung des Teilerfaktors sind auch schon mehrfach im CQ-DL beschrieben worden. Wer es noch genauer wissen will, braucht zusätzlich ein Digitalvoltmeter zum Messen der Abstimmspannung.
Um die parasitären Reaktanzen in der Schaltung so klein wie möglich zu halten, wurde auf die konventionelle Platinentechnik verzichtet und die Schaltung unter Verwendung von unbedrahteten Scheibenkondensatoren als Stütz-und Abblock-Punkte direkt auf einer Massefläche aufgebaut. Wie die Bilder zeigen, kann das ein Stück Platinenmaterial oder der Boden einer Abschirmbox sein. Will man die Güte der Leitungskreise nicht unnötig verschlechtern, sollte die Massefläche ein gut leitendes Material sein, z. B. Kupfer (mit Lötlack gegen Anlaufen geschützt) oder ein versilbertes Blech.2. Bauteile
In der professionellen Breitband-Technik werden meist YIG-Oszillatoren verwendet, die eine Kugel aus Yttrium-Eisen-Granat als frequenzbestimmenden Resonator enthalten. Die Eigenfrequenz der YIG-Kugel kann mit einem externen Magnetfeld um einige Oktaven verstimmt werden.
Nachdem solche Bauteile für den Amateur unerschwinglich sind, war nach einer Ersatzlösung zu suchen, die ohne teure, schwer beschaffbare Bauteile auskommt. Die Grundforderungen an die hier beschriebene Familie von BreitbandOszillatoren waren:
- Frequenzbereich 100 MHz bis 1 GHz
- Durchstimmbereich pro Oszillator 1/2 bis 1 Oktave - Ausgangsleistung > 1 mW
- Abstimmspannung 0 bis 30 V
- Schwankung der Ausgangsleistung beim Abstimmen < 6 dB
- Oberwellenabstand 20 dB
- möglichst integrierte Pufferstufe
In Schmalband-Oszillatoren werden gerne Sperrschicht-FETs verwendet, da damit besonders rauscharme VCOs realisiert werden können. Übliche Sperrschicht-FETs haben jedoch relativ große Kapazitäten (um 5 pF), die dem Schwingkreis parallel liegen und so den Abstimmbereich einengen. Da die Steilheit der FETs im Vergleich zu Bipolar-Transistoren recht klein ist, lassen sich die Einflüsse der Kapazitäten nicht mit einer loseren Ankopplung verringern.
Bipolar-Transistoren haben dagegen eine Ausgangskapazität von unter 1 pF und sind trotz ihres schlechteren Rauschverhaltens für die hier vorgesehene Anwendung besser geeignet. Bei den Experimenten hat sich übrigens herausgestellt, daß ein Transistor mit hoher Transitfrequenz meist keine besseren Ergebnisse liefert als ein Typ, der gerade den Anforderungen entspricht; im allgemeinen reicht es, wenn die Transitfrequenz 1,5 bis 2 mal höher als die Betriebsfrequenz ist. In Oszillatoren bis 1 GHz haben sich die in der Fernsehtuner-Technik üblichen PNP-Oszillatortypen wie BF 970, BF 979 bewährt. Bei den Anwendungen über 1 GHz erwiesen sich der billige BFW92 und der BFR90 als gut geeignet. Man sollte in jedem Fall einige verschiedene Transistoren ausprobieren, oft erlebt man mit "Allerweltstypen" angenehme Überraschungen!
Grundsätzlich ist bei allen Breitband-Oszillatoren darauf zu achten, daß in den Ankoppelschaltungen und Speisespannungskreisen keine parasitären Schwingkreise entstehen, die zu unsauberem Abstimmverhalten führen. Diese Forderung ist mit steigender Betriebsfrequenz immer schwieriger zu erfüllen. Alle Schaltungen sind deshalb so aufgebaut, daß der Schwingkreis einseitig an Masse liegt und die Betriebsspannung über den Schwingkreis zugeführt werden kann. Damit entfällt die kritische Kollektordrossel; die Basis- und Emitterspannung kann über unkritische Widerstände, die zugleich zur Arbeitspunkt-Einstellung dienen, zugeführt werden. Die PNP-Oszillatortypen erlauben einen besonders einfachen Aufbau mit positiver Betriebsspannung.
Zur Abstimmung werden im Frequenzband von 500 bis 1000 MHz die üblichen UHF-Tunerdioden wie die BB105, BB505 oder ähnliche verwendet. Sie bieten ein Kapazitätsverhältnis von rund 5, was einen Abstimmbereich von einer Oktave ermöglicht, wenn die Grundkapazität des Schwingkreises klein gehalten wird.
Bei niedrigeren Frequenzen sind die in Kabel-TV-Tunern gebräuchlichen hyperabrupten Typen wie BB609 geeignet, die mit einer Kapazitätsvariation von 13 einen Abstimmbereich von 2,5 zu 1 ermöglichen. Da die Güte dieser Dioden im UHF-Bereich recht niedrig ist, sind sie dort nicht mehr mit Erfolg einzusetzen.
Im Bereich über 1 GHz sind die UHF-Dioden im Plastik- oder Glasgehäuse kaum noch einsetzbar, da ihre Serien-Induktivität von rund 3 nH zu hoch ist. Die Eigenresonanz einer BB105 liegt - je nach Sperrspannung - zwischen 750 MHz und 2 GHz. Überraschenderweise haben die in den neuesten UHF-Tunern eingesetzten MiniMELFDioden für Oberflächenmontage, wie die BB621 von Intermetall, auch über 1 GHz noch ordentliche Gütewerte und aufgrund ihrer Bauform eine sehr kleine Zuleitungsinduktivität. In den Beispielschaltungen wird gezeigt, daß dieser Diodentyp bis 2 GHz einsetzbar ist.
3. Zur Schaltung
Nun bleibt noch die Wahl geeigneter Oszillatorschaltungen, die mit wenig Änderungen an die unterschiedlichen Frequenzbereiche angepaßt werden können. Grundsätzlich gibt es zwei Schaltungsprinzipien zur Realisierung, den Vierpol- und den Zweipol-Oszillator. Im Vierpol-Oszillator arbeitet der Transistor als Verstärker und ist mit seinem Ein- und Ausgang mit dem Schwingkreis verbunden. Beim Zweipol-Oszillator ist der Transistor so beschaltet, daß er eine Impedanz mit negativem Realteil darstellt, die einen Schwingkreis entdämpfen kann; diese Schaltungsart bietet sich bei sehr hohen Frequenzen an, da sich dann die internen Transistorkapazitäten als inneres Rückkopplungsnetzwerk ausnutzen lassen.
Nachdem nun die grundsätzliche Vorgehensweise geklärt ist, werden einige Beispielschaltungen für unterschiedliche Frequenzbereiche vorgestellt.
4. Schaltungsbeispiele
4.1. Ein FET-Oszillator für den Frequenzbereich unter 300 MHz
Wie die Schaltung in Bild 1 zeigt, handelt es sich um eine induktive Dreipunktschaltung, wobei der FET, ein BF256, in Drainschaltung betrieben wird. Da die Eingangskapazität des FETs bei 5 pF liegt, ist trotz der Verwendung von "hyperabrupten" Kapazitätsdioden nur ein Abstimmbereich von knapp einer Oktave zu erreichen.
Bild 1: Ein FET-Oszillator in induktiver Dreipunkt-Schaltung;
Frequenzbereich: 150 bis 300 MHz L: 3 Wdg. (Länge ca. 7 mm), Innen-ø = 7 mm; Anzapf Source: ½ Wdg. v. k. E.; Auskopplung mit Schleife (ca. ½ Wdg.) am kalten Ende.
Ein wichtiges Detail ist der Phasenschieber-Kondensator C1 zwischen Source und Gleichspannungstrennung zu erfüllen, da der FET als Sourcefolger arbeitet und Eingangsspannung (am Gate) und Ausgangsspannung in Phase sein sollten. Bei den hier betrachteten Frequenzen über 100 MHz ist diese Vereinfachung nicht mehr gültig und man muß die Phasen-Nachpeilung der Sourcespannung über den "zu kleinen" Koppelkondensator kompensieren. Bei den hier vorausgesetzten großen Frequenzvariationen ist natürlich nur eine Kompromiß-Einstellung möglich, die die beste Konstanz der Oszillatorleistung über dem Abstimmbereich liefert. Man könnte an dieser Stelle eine weitere Kapazitätsdiode einsetzen und so die Rückkopplungsphase mit der Frequenz mitführen, was im Interesse eines einfachen, reproduzierbaren Aufbaus nicht durchgeführt wurde.
Diese Schaltung ist nur für solche Anwendungsfälle gedacht, die ein recht rauscharmes Signal erfordern und wo der Abstimmbereich nicht zu groß sein muß. Im Schaltbild wurde der Oszillator für den Frequenzbereich von 150 bis 300 MHz dimensioniert.
Universeller einzusetzen ist der folgende BipolarOszillator, der in drei Abschnitten den Bereich von 80 bis 1000 MHz überstreicht. Mit einigen Abstrichen ist er noch bis 1,3 GHz zu gebrauchen.
4.2. Ein Bipolar-Oszillator für 80 bis 1000 MHz
Der in Bild 2 gezeigte Oszillator stellt eine kapazitive Dreipunktschaltung dar, die Schwingkreisspule braucht daher keine Anzapfungen zu erhalten. Der Transistor, ein PNP-Typ (BF979, BF479), arbeitet in Basisschaltung und der Kollektor ist direkt mit dem an Masse liegenden Schwingkreis verbunden.
Bild 2: Ein Bipolar-Oszillator von 80 bis 1000 MHz; Dimensionierung nach Tabelle 1.
Den Spannungsteiler der Rückkopplung bilden zwei Abstimmdioden und der Koppelkondensator C1 dient wieder zum Ausgleich der Phasen drehung im Transistor.
Die Kreis-Induktivität ist bei den Frequenzbereichen 80 bis 200 MHz und 200 bis 500 MHz als Luftspule, darüber als Luft-Streifenleitung realisiert. Eine an einem Abgriff der Induktivität angeschlossene Pufferstufe verringert die Rückwirkungen auf die Oszillatorfrequenz bei Fehlanpassungen am HF-Ausgang; da sie breitbandig bei hohem Ausgangspegel betrieben wird, ist sie hauptsächlich für den Oberwellengehalt der Ausgangsspannung verantwortlich. Wer ein oberwellenarmes Signal benötigt, sollte den Verbraucher entweder direkt an den Schwingkreis ankoppeln oder zumindest die Aussteuerung der Pufferstufe so klein wie möglich wählen.
In Tabelle 1 sind die wichtigsten Daten der Oszillatoren zusammengefaßt, Bild 3 zeigt die Musteroszillatoren des Verfassers für die Bänder 80 bis 200, 200 bis 500, 500 bis 1000 und 1000 bis 1350 MHz. Auf den letzten Oszillator soll hier nicht weiter eingegangen werden, da er die Grenze darstellt, was mit dieser Grundschaltung zu schaffen ist. Eine Erweiterung zu niedrigeren Frequenzen ist problemlos möglich, solange die Spule so kapazitätsarm aufgebaut werden kann, daß mit dem kleinen Kapazitätshub der Abstimmdioden genügend Durchstimmbereich erreicht wird. So konnte der Oszillator für 80 bis 200 MHz nur mit vergrößerter Spule im Bereich 30 bis 80 MHz betrieben werden. Bei ganz niedrigen Frequenzen können auch Mittelwellen-Abstimmdioden (C = 20 bis 500 pF) eingesetzt werden. Beim Nachbau ist auf die unterschiedlichen Widerstands- und Kondensatorwerte zu achten, die je nach Frequenzbereich einzusetzen sind. Insbesondere bei dem Oszillator von 500 bis 1000 MHz ist auf kürzeste Zuleitungen an den Bauteilen zu achten; die Anordnung sollte wie in den Mustergeräten erfolgen!
| Frequenzbereich | R1 | R2 | C1 | C2 | L1 | L2 |
|---|---|---|---|---|---|---|
| 80 bis 200 MHz | 390 | 39 | 68 p | 47 p | 7,5 Wdg., 4 mm ø F100 - Kern Anzapf direkt am Spulenanfang | Drossel 33 µH |
| 200 bis 500 MHz | 390 | 120 | 22 p | 47 p | 3,5 Wdg.,4 mm ø, Länge ca. 8 mm, Anzapf direkt am Spulenanfang | Drossel 22 µH |
| 500 bis 1000 MHz | 220 | 22 | 6p8 | 2p2 | Streifen 15 × 3, 3 mm ü. Masse, Anz. 3 mm v. k. E. | Drossel 4,7µH |
Bild 3: Die Musteraufbauten des Verfassers.
4.3. Oszillatoren für den Bereich von 1 bis 1,5 GHz
Um VCOs für höhere Frequenzen als 1 GHz zu realisieren, waren einige einschneidende Schaltungsänderungen erforderlich: erstens waren die Abstimmdioden durch die besseren Typen BB621 zu ersetzen; zweitens wird die Schwingkreis-Induktivität, als Luft-Streifenleitung ausgeführt, unpraktikabel klein (L < 10 mm); ein Ausweg ist der Übergang zu λ/2 - Kreisen, die an einem Ende mit der Diode abgestimmt werden. Am anderen Ende der Streifenleitung, die jetzt doppelt so lang ist, sitzt ein Knotentrimmer, mit dem die untere Frequenz-grenze des Oszillators eingestellt werden kann. Die obere Frequenzgrenze wird von der Restkapazität der Diode bestimmt; der erreichte Abstimmbereich ist nicht so groß wie bei den vorher beschriebenen Oszillatoren und liegt bei einer halben Oktave.
Altere Leser werden diesen Leitungskreistyp aus den ersten, röhrengestückten UHF-Tunern kennen. Der Transistor wird mit geerdetem Kollektor und HF-mäßig "in der Luft hängendem" Emitter betrieben. Durch die innere Rückkopplung über die Basis-Emitter-Kollektorkapazität hat der Transistor an der Basis für hohe Frequenzen einen Eingangswiderstand mit negativem Realteil und entdämpft den Leitungskreis.
Mit einer kleinen Kapazität am Emitter (Bruchteile eines Pikofarad) kann die Rückkopplung bei Bedarf optimiert werden, meist reicht ein 0,5 bis 1 cm langer Draht, der der Massefläche genähert wird.
Die HF wird mit einem Trimmer an der Basis ausgekoppelt; wegen der nicht ganz einfachen Realisierung wurde auf eine Pufferstufe verzichtet. Deren Wirkung ist auch nicht besonders gut, da die Rückwärtsdämpfung einer einfachen Transistorstufe über 1 GHz zu gering ist. Die Verwendung eines Zirkulators am Oszillatorausgang scheidet aus Kostengründen aus.
Die Schaltung ist in Bild 4 zu sehen, einen Musteroszillator für 1 bis 1,5 GHz zeigt Bild 5. Ein probeweiser aufgebauter Oszillator von 1,7 bis 2,4 GHz zeigt bereits eine stark schwankende Leistung und eine sehr unsaubere Abstimmkennlinie mit Frequenzsprüngen, hier ist wohl die Grenze des mit Standardbauteilen machbaren erreicht. Will man nicht über 1,5 GHz kommen, müssen nicht unbedingt die teuren Glasrohr-trimmer verwendet werden, hier sind die billigeren Teflon-Folientrimmer ("Sky") noch zu gebrauchen. Durch weitere Verkürzung des Leitungskreises auf rund 5 mm ist eine obere Frequenzgrenze von fast 3 GHz erreichbar, aber der Oszillator zeigt neben einer stark schwankenden Leistung (< 0,1 bis 10 mW) eine große Neigung zu Modensprüngen, Hysterese-Effekten und ähnlichen Erscheinungen.
Bild 4: Ein Oszillator für 1 bis 1,5 GHz.
Bild 5: Musteraufbau eines Oszillators für 1 bis 1,5 GHz.
4.4. Ein GaAs-FET-Oszillator für 1 bis 1,6 GHz
Nachdem GaAs-FET wie der CFY13 seit geraumer Zeit auch für Amateure erschwinglich sind, lag es nahe, auch mit diesen Bauteilen Oszillator von 1 bis 1,5 GHz einen Chip-Kondensator mit 100 pF zur Gleichspannungstrennung an der Basis, da der Chip exakt die Breite der Streifenleitung hatte. Das Ergebnis war "Rückwärtsabstimmung" mit Hysterese um 1,15 GHz, der Eigenresonanz des Kondensators. Nach dem Einbau eines einfachen Scheibenkondensators war das Problem gelöst!
Anhand einiger Beispiele wurde gezeigt, wie man relativ wenig Aufwand und mit Standard-Bauteilen aus der Fernsehtechnik Prüfoszillatoren im Frequenzbereich von 100 MHz bis 2 GHz bauen kann. Neben dem Einsatz als Signalquelle zum Antennen- oder Filterabgleich können sie als Kernbauteil zum Bau von einfacheren Wobbelsendern oder Spektral-Analysatoren eingesetzt werden.
einen Breitband-VCO aufzubauen. Wie Bild 6 zeigt, ähnelt die Schaltung stark dem vorher beschriebenen Bipolar-Oszillator; der Resonanzkreis wird nun an beiden Enden mit je einer Kapazitätsdiode abgestimmt, was wegen der geringeren Belastung des Resonators durch den FET möglich wurde. Die HF-Auskopplung geschieht mit einer kleinen Schleife im Strombauch des Kreises. Die Zusatzrückkopplung mit dem 1 pF-Kondensator verbessert das Anschwingverhalten am unteren Bandende und der Widerstand im Drainkreis unterbindet wilde Schwingungen im SHF-Bereich. Mit dieser Schaltung wurde eine Ausgangsleistung von 1 bis 2 mW im Frequenzbereich von 1 bis 1,6 GHz erreicht.
Bild 6: Ein GaAs-FET Oszillator für 1 bis 1,6 GHz
Dr: 3 Wdg. 0,3 CuL, 1,5 mm Durchmesser.
5. Bemerkungen
Wahrscheinlich wird ihr erster Versuchsoszillator nicht so ganz das machen, was Sie wollen.
Deshalb soll die folgende Zusammenstellung helfen, einige mögliche Fehlerquellen zu erklären:
Oszillator schwingt überhaupt nicht: Lastankopplung zu stark, Rückkopplungskondensator falsch gewählt, Kapazitätsdiode verpolt oder Transistor defekt; der Verfasser hat schon oft Transistoren gefunden, die gleichstrommäßig intakt waren, aber HF-seitig versagten!
Frequenz unstabil: Netzgerät für Abstimmspannung nicht stabil genug.
Starker Leistungsabfall an einem Bandende: Lastankopplung und Phasenlage Rückkopplung optimieren.
Schwinglöcher oder nicht-monotones Abstimmverhalten: Parasitäre Resonanzen in der Schaltung durch zu lange Leistungsführung oder nicht UHF-taugliche Bauteile; der Verfasser wollte es besonders gut machen und verwendete im Oszillator von 1 bis 1,5 GHz einen Chip-Kondensator mit 100 pF zur Gleichspannungstrennung an der Basis, da der Chip exakt die Breite der Streifenleitung hatte. Das Ergebnis war "Rückwärtsabstimmung" mit Hysterese um 1,15 GHz, der Eigenresonanz des Kondensators. Nach dem Einbau eines einfachen Scheibenkondensators war das Problem gelöst!
Anhand einiger Beispiele wurde gezeigt, wie man relativ wenig Aufwand und mit Standard-Bauteilen aus der Fernsehtechnik Prüfoszillatoren im Frequenzbereich von 100 MHz bis 2 GHz bauen kann. Neben dem Einsatz als Signalquelle zum Antennen- oder Filterabgleich können sie als Kernbauteil zum Bau von einfacheren Wobbelsendern oder Spektral-Analysatoren eingesetzt werden.
DB1NV, Jochen Jirmann.