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Dieser Bericht soll eine weitere Anwendungsmöglichkeit des in (1) bis (5) beschriebenen PLL-Oszillators mit Verzögerungsleitung aufzeigen. Ein verwandtes Thema wurde zwar schon in (6) behandelt, doch bietet das Prinzip des Einfachsupers hinsichtlich Großsignal-verhalten und Sicherheit gegen Nebenempfangs- und Pfeifstellen gewisse Vorteile gegenüber der Kombination Konverter / Nachsetzer.
1. Zum Konzept
Professionelle Kurzwellenempfänger neuerer Bauart arbeiten durchweg mit einer ZF, die oberhalb der höchsten Empfangsfrequenz liegt; Werte zwischen 40 und etwa 100 MHz sind dabei üblich. Da beim Einfachsuper aus Gründen der Großsignalfertigkeit die Hauptselektion unmittelbar auf die Mischstufe zu folgen hat, müssen die verwendeten hochfrequenten Quarzfilter ausreichende Flankensteilheit und Nebenselektion aufweisen. Sie sind - auch wegen der vergleichsweise geringen Fertigungsstückzahlen - zu respektablen Preisen erhältlich. Fordert man nun noch vier schaltbare Bandbreiten (für CW, SSB, AM, FM), so wird die finanzielle Toleranzgrenze im allgemeinen überschritten.
Benutzt man eine der für VHF üblichen Zwischenfrequenzen (9 MHz bzw. 10,7 MHz), so stehen hierfür relativ preisgünstige Quarzfilter zur Verfügung. Die ZF liegt dann aber im Empfangsbereich, was zwei mögliche Konsequenzen hat: Entweder man begnügt sich mit einer ZF-Empfangs-Dämpfung von ca. 50 - 60 dB (Symmetrie des Mischers), oder man baut einen ZF-Sperrkreis ein und findet sich mit dem entstehenden "Loch" im Empfangsband - etwa ±100 kHz um die ZF - ab.
Die niedrige ZF hat noch den Vorteil, daß die benötigte Oszillatorfrequenz ebenfalls entsprechend niedrig zu liegen kommt, was sich günstig auf die Kurzzeitstabilität (Phasenrauschen) des Oszillatorsignals auswirkt.
Das Blockschaltbild des Empfänger-Eingangsteils für eine ZF von 10,7 MHz ist in Bild 1 dargestellt. Die umschaltbare Filterbank aus Tief- und Bandpässen sorgt zum einen für die notwendige Spiegelselektion (Spiegelfrequenz = Empfangsfrequenz + 21,4 MHz), andererseits entlastet sie den Mischer-von starken Signalen in großem Abstand von der gewünschten Nutzfrequenz. Die eigentliche Mischer-Baugruppe ist mit zwei Tiefpässen (Grenzfrequenz 35 MHz) und dazwischenliegendem (Breitband-) Vorverstärker, der bei Bedarf (beispielsweise bei Verwendung von Behelfsantennen) in den Signalweg geschaltet werden kann, ausgestattet. Am Eingang des Mischers liegt der bereits erwähnte ZF-Sperrkreis. Die benötigte Überlagerungsfrequenz (sie liegt immer 10,7 MHz über der Empfangsfrequenz) wird in einem spannungsabgestimmten Oszillator (VCO) erzeugt und mit einem Breitband-Leistungsverstärker auf einen für den highlevel-Ringmischer optimalen Pegel gebracht. Ein kleiner Teil der Oszillatorleistung gelangt über eine Pufferstufe zum Frequenzteiler, welcher fo durch P teilt. P ist entweder 4 oder 8, je nach gewähltem Empfangsbereich.
Bild 1: Blockschaltung Empfänger-Eingangsteil.
Siehe hierzu Tabelle 1:
| Bereich | fe (MHz) | fo (MHz) | P | fφ (MHz) |
|---|---|---|---|---|
| A | 0 - 2 | 10,7 - 12,7 | 4 | 2,675 - 3,175 |
| B | 2 - 4 | 12,7 - 14,7 | 4 | 3,175 - 3,675 |
| C | 4 - 10 | 14,7 - 20,7 | 4 | 3,675 - 5,175 |
| D | 10 - 20 | 20,7 - 30,7 | 8 | 2,5875 - 3,8375 |
| E | 20 - 30 | 30,7 - 40,7 | 8 | 3,8375 - 5,0875 |
Die durch P geteilte Oszillatorfrequenz kann nun dem in (2) ausführlich beschriebenen PLL-Teil zugeführt werden, denn fφ liegt in einem für die Verzögerungsleitung günstigen Frequenzbereich. Freidrich Krug, DJ3RV, beschrieb in (7) bis (12) ein hochwertiges 9-MHz-ZF-Teil, das mit entsprechend geänderter Filterbestückung auch für 10,7 MHz ausgelegt werden kann. Verwendet man die "große" Bauform (Platine DJ3RV 001b), so kommen folgende Filtertypen in Frage (Tabelle 2):
| Betriebsart | Bandbreite (kHz) | Filterbezeichnung (KVG) | Abschlußimpedanz (Ω||pF) |
|---|---|---|---|
| CW / RTTY | 0,5 bei 3 dB | XF-107S172 | 500||30 |
| SSB | 2,4 bei 3 dB | XF-107S41 | 200||25 |
| SSB | 2,5 bei 6 dB | XF-107S95 | 500||25 |
| AM | 6,0 bei 3 dB | XF-107S01 | 620||25 |
| FM | 12 bei 3 dB | XF-107A | 820||25 |
| FM | 15 bei 3 dB | XF-107B | 910||25 |
Bei den monolithischen Quarzfiltern (für Leiterplatte DJ3RV 001 a) gibt es für 10,7 MHz kein LW-Filter; der einzige für SSB brauchbare Typ (XFM107S 60) hat bei 2,7 kHz Bandbreite nur 6 Pole und paßt auch nicht genau in die Platinenbohrungen.
Verzichtet man auf den Lang / Mittelwellen-Bereich, so kann man auch mit einer ZF von 9 MHz arbeiten, wie Tabelle 3 angibt.
| Bereich | fe (MHz) | fo (MHz) | P | fφ (MHz) |
|---|---|---|---|---|
| B | 1,7 - 4 | 10,7 - 13 | 4 | 2,675 - 3,250 |
| C | 4 - 12 | 13 - 21 | 4 | 3,250 - 5,250 |
| D | 12 - 20 | 21 - 29 | 8 | 2,625 - 3,625 |
| E | 20 - 30 | 29 - 39 | 8 | 3,625 - 4,875 |
2. Die Mischer-Baugruppe
2.1. Schaltungseinzelheiten
Das erste Teilschaltbild der Mischer-Baugruppe ist in Bild 2 dargestellt. Auf den Eingang (Pt1) folgt zunächst ein Tiefpaß-π-Glied (mit L1), dann der mit Hilfe der Relais Rel1 und Rel2 zuschaltbare Breitband-Vorverstärker I1. der Typ GPD 462 (Avantek) weist folgende Daten auf (Tabelle 4).
Bild 2: HF-Vorverstärker, ZF-Sperre und Mischer.
| Frequenzbereich | f = 0 - 400 MHz |
| Leistungsverstärkung | G = 13 dB |
| Impedanz | Z = 50 Ω |
| Rauschzahl | F = 6 dB |
| Ausgangsleistung | P = +6 dBm (bei 1 dB Komp.) |
| Intercept Point | IP3 = +18 dBm (bez. auf Ausg.) |
| Versorgung | U / I = +15V / 24 mA |
Bezogen auf den Eingang ergibt sich ein IP von +5 dBm; der 3-dB-Abschwächer am Ausgang von I1 reduziert die Vorverstärkung auf 10 dB. Der Preis des Hybridverstärkers liegt bei ca. DM 50.- (Vertrieb: Telemeter, Donauwörth).
Da der Vorverstärker ohnehin nur bei Verwendung von Behelfsantennen von Interesse ist, kann man eventuell weitere Zugeständnisse bezüglich Großsignalverhalten machen. Eine preiswertere Version ist in Bild 3 zu sehen. Die Kennwerte des verwendeten integrierten Verstärkers NE5205EC (Valvo / Signetics, ca. DM 10.-) sind in Tabelle 5 zusammengestellt.
Bild 3: Preiswerte Version des HF-Vorverstärkers.
| Frequenzbereich | f = 0 - 450 MHz |
| Leistungsverstärkung | G = 19 dB |
| Impedanz | Z = 50 Ω |
| Rauschzahl | F = 6 dB |
| Ausgangsleistung | P = +4 dBm (bei 1 dB Komp.) |
| Intercept Point | IP3 = +7 dBm (bez. auf Ausg.) |
| Versorgung | U / I = +6 V/ 24 mA |
Hier ergibt sich für den IP - wieder auf den Eingang bezogen - ein Wert von - 2 dBm, was hauptsächlich durch die höhere Leistungsverstärkung (19 statt 13 dB) hervorgerufen wird. Der 9-dB-Abschwächer kann auch weggelassen werden; trotzdem bestimmt der Vorverstärker noch den Gesamt-IP, da der Mischer einen EingangsIP von +23 dBm aufweist.
Der weitere Signalweg (Bild 2) führt über zwei weitere Tiefpaßglieder (mit L3 und L4) und das für Breitband-Abschluß des Ringmodulators notwendige Anpaßglied L6-C4-R1-R2 zum Mischer, und zwar zu dessen ZF-Anschluß. Denn nur dieser Port ist bis herab zu tiefen Frequenzen verwendbar; die beiden anderen (Pin 1: hier ZF-Ausgang und Pin 8: Oszillator) verwenden interne Transformatoren (f > ca. 500 kHz). Über Pt 3 kann eine einstellbare externe Vorspannung zugeführt werden, mit deren Hilfe sich die ZF-Unterdrückung des Mischers um ca. 6 dB auf etwa 60 dB verbessern läßt. Genügt dies nicht, kann man den Serienkreis L5-C1-C2-C3 einbauen; bei einer Güte von 250 (Ringkern für L5) bringt er weitere 30 dB Dämpfung.
Bild 4 zeigt das Schaltbild des VCO. Wie man sieht, ist der benötigte Frequenzbereich auf zwei Oszillatoren aufgeteilt; VCO I wird über Pt 5 versorgt, wenn Frequenzen zwischen 10 kHz und 10 MHz empfangen werden sollen. Für den Empfangsbereich von 10 bis 30 MHz erhält VCO II seine Betriebsspannung über Pt 6; die Abstimmspannung UT wird - für beide Zweige gemeinsam - über Pt 7 zugeführt. Jeder Oszillator ist mit einem Ausgangs-Tiefpaß versehen (D3-L9-D4 bzw. D7-L12-D8), welcher für saubere Sinus-form des Signals sorgt. Die Grenzfrequenz dieser Filter ist über die Regelspannung UR beeinflußbar (und damit die an X abgegebene Ausgangsspannung), was eine automatische Pegelregelung ermöglicht. Die Abstimmkurven der beiden Oszillatoren sind in Bild 5 dargestellt. Obwohl jeweils fast eine volle Oktave überstrichen wird, sind die Seitenband-Rauscheigenschaften wegen hoher Schwingkreisgüten (Ringkernspulen für L8 und L11) von brauchbarer Qualität (siehe Meßwerte am Ende dieses Beitrages).
Bild 4: Schaltung der beiden VCOs.
Bild 5: Die Abstimmkurven der VCOs.
Die restlichen Stufen der Mischer-Baugruppe sind in Bild 6 gezeichnet. Der DG-MOSFET T3 arbeitet als Pufferstufe, um Rückwirkungen auf den VCO zu verhindern. Es folgt ein zweistufiger Leistungsverstärker mit den Bipolar-Transistoren T4 und T5; dieser kann an den Mischer einen Pegel von +17 dBm (= 50 mW) liefern. L14, C5 sowie R3 / R4 bilden wieder ein Anpaßglied, welches den Oszillator-Port des Mischers breitbandig mit 50 Ω abschließt.
Bild 6: Oszillator-Verstärker mit Pegelregelung.
An Pt 9 kann ein Teil der erzeugten Oszillatorleistung (-19 dBm ≡ 20 mV an 50 Ω) ausgekoppelt und dem PLL-Teil zugeführt werden. D11 und D12 erzeugen eine der Oszillator-Amplitude proportionale Gleichspannung; diese speist den Regelverstärker I2, welcher über D13 seine Regelspannung an die Kapazitätsdioden der VCO-Tiefpässe abgibt. Die Spannungsteiler-Widerstände an Stift 3 des Operationsverstärkers sind so bemessen, daß die optimale Oszillatorleistung von +17 dBm in den Mischer fließt. Auf eine Abgleichmöglichkeit wurde bewußt verzichtet, denn die Messung von Absolutpegeln mit Amteur-Meßmitteln ist oft eine zweifelhafte Angelegenheit. Die eben besprochenen Stufen werden über den Anschluß Pt8 mit +15 V versorgt; die Stromaufnahme beträgt etwa 140 mA.
2.2. Hinweise zum Nachbau
Für die beschriebene Schaltung wurde eine beidseitig kaschierte, durchkontaktierte Leiterplatte entworfen. Diese ist 110 mm × 67,5 mm groß und trägt die Bezeichnung DK1OF 051. Sie wird mit einer umlaufenden, ca. 30 mm hohen Abschirmung aus dünnem Blech oder Leiterplatten-material versehen, dabei beträgt der lichte Abstand auf der Platinenunterseite etwa 8 mm. Für die HF-Anschlüsse (Pt1, 4, 7, 9) verwendet man Koaxialbuchsen oder Teflondurchführungen, die Versorgungsleitungen (Pt2, 3, 5, 6, 8) sind mit Durchführungskondensatoren verblockt. Die beiden angegebenen Verstärkertypen für I1 haben zwar dieselbe Anschluß-Reihenfolge, doch ist die Lage der Gehäusenase verschieden! Im Bestückungsplan, Bild 7, ist der Avantek-Typ gezeichnet. Die gestrichelten Linien stellen Abschirmwände dar, die die Platine in mehrere Kammern einteilen. Sie setzen sich auch auf der Unterseite der Leiterplatte fort. Ein Foto des Prototyps ist in Bild 8 zu sehen.
Bild 7: Bestückungsplan der Mischer-Baugruppe.
Bild 8: Ein Musteraufbau des Mischteils.
2.3. Spezielle Bauteile
| I1 | Integrierter Breitbandverstärker, entweder GPD 462 (Avantek) oder NE 5205 EC (Valvo / Signetics) |
| I2 | Operationsverstärker Typ 741C, Gehäuse DIP-8 (verschiedene Hersteller) |
| M1 | Schottky-Dioden-Ringmischer (LO = 17 dBm) Typ SRA-3 H, SRA-1 H oder TAK-3 H (Mini Circuits) |
| Rel1, 2 | Reed-Umschaltrelais im DIP-Gehäuse, 5 V. ca. 200 Ω z. B. Siemens V 23100-V4305-C011 |
| T1,T2 | U310, E300 oder ähnlicher Sperrschicht-FET |
| T3 | 40673, 40841 oder ähnlicher DG-MOSFET |
| T4 | BFT66 |
| T5 | 2N3553, 2N3866 oder ähnlich, mit Kühlstern |
| D1-D8 | Kapazitätsdiode KV1236 (Componex, Düsseldorf) |
| D9,D10 | BAW76, 1N4151 oder ähnliche Si-Diode |
| D11, D12 | AA118 oder ähnliche Ge-Diode |
| D13 | Z-Diode 3,3 V |
| C1 | Keramik- oder Folientrimmer ca. 60 pF, 10 mm ø |
| Alle Kond. < 1 µF: keramische Scheiben bzw. Vielschicht-Typen. | |
Vorsicht: Wird für I1 der Typ NE5205 verwendet, so ist die Drossel L2 (Bild 2) gegen einen Widerstand von 330 Ω auszutauschen (siehe Bild 3)!
2.4. Spulendaten
| L1,L3,L4 | Ferritdrossel 0,33 µH (z. B. Siemens B 78108-T3331-M) |
| L2,L9,L10 | Ferritdrossel 10 µH (z. B. Siemens B 78108-T1103-K) |
| L5 | 23 Wdg. versilb. Draht 0,5 mm isol. auf Amidon-Ringkern T68-2 |
| L6 | 2 Wdg. versilb. Draht 0,5 mm, 5mm ø |
| L7,L13 | Ferritdrossel 33 µH (z. B. Siemens B 78108-T1333-K) |
| L8 | 23 Wdg. versilb. Draht 0,5 mm isol. auf Amidon-Ringkern T68-2 Anzapf bei 2 Wdg. vom Masse-Ende |
| L11 | 15 Wdg. versilb. Draht 0,5 mm isol. auf Amidon-Ringkern T68-10 Anzapf bei 3 Wdg. vom Masse-Ende |
| L12 | Ferritdrossel 1µH (z. B. Siemens B 78108-T1102-K) |
| L14 | 1 Wdg. versilb. Draht 0,5 mm, 10mm ø |
Vertrieb für Amidon-Kerne: Fa. Gießler & Danne, Münster. Zum Bewickeln eignen sich sog. "wirewrap-Drähte"; diese sind versilbert, hochwertig isoliert und in den Durchmessern 0,25 - 0,5 0,8 mm erhältlich.
2.5. Inbetriebnahme
Zunächst wird der Oszillator-Verstärker überprüft. Zu diesem Zweck verbindet man Pt 8 mit +15 V (die VCOs bleiben noch unversorgt) und mißt die Betriebsströme von T3, T4 und T5 (über die Spannungsabfälle an den Source- bzw. Emitterwiderständen). Es sollten sich etwa folgende Werte ergeben:
T3: 10 mA (6 bis 15 mA)
T4: 20 mA ± 10 %
T5: 100 mA ±10 %
Bei größeren Abweichungen ist die Ursache zu suchen und zu beseitigen. Achtung: Für diese Überprüfung ist vom Punkt "X" in Bild 6 nach Pt8 provisorisch ein Widerstand von 2,7 kΩ zu legen, weil sonst T3 keine Gate-Vorspannungen erhalten würde.
Nun verbindet man auch Pt 5 mit +15 V; Pt7 erhält eine einstellbare Spannung (0 bis +15 V, z.B. aus einem Potentiometer) und an Pt9 wird ein Frequenzzähler angeschlossen. So kann man die Abstimmkurve von VCO I aufnehmen und mit Bild 5 vergleichen. Korrekturen sind über die Windungszahl von L8 möglich, wenn überhaupt erforderlich. Die Abstimmspannung an Pt7 sollte
bei fO = 10,7 MHz nicht kleiner als 3,5 V und
bei fO = 20,7 MHz nicht größer als 12 V sein.
Anschließend verfährt man entsprechend mit VCO II. Auch hier gelten die angegebenen Spannungen für die Bereichsgrenzen 20,7 MHz ≤ fO ≤ 40,7 MHz.
Abschließend wird die Pegelregelung überprüft, indem man die Gleichspannung an Pin 6 von I2 mißt. Diese muß immer zwischen +3 V und +12 V liegen, wenn die VCOs durch ihre gesamten Bereiche gestimmt werden. Eine Beeinflussung der Höhe dieser Regelspannung ist über die Induktivität der Drosseln L9 bzw. L12 möglich.
Steht bereits ein ZF-Teil zur Verfügung (notfalls kann man ein UKW-Gerät "anzapfen"), so wird dessen Eingang mit Pt4 verbunden; an Pt1 schließt man eine (Behelfs-) Antenne an. Beim Durchdrehen der Abstimmspannung müssen nun Stationen hörbar werden; die Stabilität der noch freilaufenden Oszillatoren dürfte allerdings - zumindest für SSB / CW - keineswegs befriedigend ausfallen. Immerhin kann man sich (in Stellung AM) nun auch von der Funktion des HF-Vorverstärkers (I1) überzeugen.
Der ZF-Sperrkreis (L5) wird mit C1 auf höchste ZF-Unterdrückung eingestellt, ebenso das an Pt3 liegende Trimm-Potentiometer. Hier bewährt sich später (im fertigen Gerät) eine 10-Gang-Ausführung; läßt man es ganz fort, dann sollte Pt3 mit Masse verbunden werden.
3. Die Vorfilter-Baugruppe
3.1. Schaltungseinzelheiten
Das ausführliche Schaltbild des Vorfilter-Bausteins ist in Bild 9 gezeichnet. Jedes der fünf Bereichsfilter wird mit Hilfe von Relais in den Signalweg geschaltet, unbenutzte Filter sind beidseitig mit je 47 nach Masse abgeschlossen. Für den tiefsten Empfangsbereich (0 - 2 MHz) ist ein vierstufiger Tiefpaß vorgesehen; die übrigen vier Bereiche sind mit Bandpässen (je zwei Vollglieder in π-Schaltung) ausgestattet. Die bei der Berechnung zugrundegelegten Grenzfrequenzen sind in Bild 9 mit angegeben. Da es sich um eine passive Schaltung handelt, kann man Eingang (Pt1) und Ausgang (P 2) natürlich miteinander vertauschen.
Bild 9: Schaltbild der Vorfilter-Einheit.
Bild 10 zeigt die Durchlaßkurven der fünf Vorfilter (mehrfachbelichtete Schirmbild-Aufnahme vom Wobbelmeßplatz); bei dieser Darstellung ist die X-Achse (Frequenz) logarithmisch geteilt (Startfrequenz: 1 MHz, Stopp-Frequenz: 50 MHz), die Y-Achse (Amplitude) dagegen linear.
Bild 10: Die Durchlaßkurven der fünf Eingangsfilter.
3.2. Hinweise zum Nachbau
Die für den Aufbau der Vorfilter-Einheit vorgesehene Leiterplatte ist 110 mm × 102,5 mm groß, beidseitig kaschiert und durchkontaktiert. Sie trägt die Bezeichnung DK1OF 052. Wie im Abschnitt 2.2. für die Mischer-Baugruppe beschrieben, wird auch sie mit einer umlaufenden Abschirmung, sowie mit Trennwänden zwischen den Filterkanälen versehen. Der Bestückungsplan ist in Bild 11 dargestellt, Bild 12 ist das Foto eines Musteraufbaus.
Bild 11: Bestückungsplan der Filtereinheit.
Bild 12: Ein Probeaufbau der Vorfilter-Baugruppe.
3.3. Spezielle Bauteile, Spulendaten
| Rel1... Rel10 | Reed-Umschaltrelais im DIP-Gehäuse; 5 V / ca. 200 Ω z.B. Siemens V23100-V4305-0011 |
| Alle Kondensatoren | Keramische Scheiben oder Vielschichtausführungen, Raster: 5 mm |
| Alle Spulen | gewickelt auf Vogt-Bausatz Typ 514-05; |
| L1,L2,L3,L4 | 22 Wdg. 0,15 mm CuLS*; L = 5,1 µH, Q = 77 bei 1,7 MHz |
| L5,L9 | 14 Wdg. 0,15 mm CuLS; L = 2,1 µH, Q = 72 bei 3 MHz |
| L6,L8 | 21 Wdg. 0,15 mm CuLS; L = 4,7 µH, Q = 96 bei 3 MHz |
| L7 | 10 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 1,1 µH, Q = 47 bei 3MHz |
| L10,L14 | 10 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 1,1 µH, Q = 73 bei 7 MHz |
| L11,L13 | 12 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 1,6 µH, Q = 76 bei 7 MHz |
| L12 | 7 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 0,57 µH, Q = 74 bei 7 MHz |
| L15,L19 | 6 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 0,39 µH, Q = 95 bei 15 MHz |
| L16,L18 | 9 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 0,86 µH, Q = 100 bei 15 MHz |
| L17 | 4 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 0,19 µH, Q = 91 bei 15 MHz |
| L20,L24 | 4 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 0,18 µH, Q = 115 bei 25MHz |
| L21,L23 | 8 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 0,70 µH, Q = 140 bei 25 MHz |
| L22 | 3 Wdg. 0,25 mm Cu Ag isol.; L = 0,086 µH, Q = 105 bei 25 MHz |
* CuLS = Kupfer-Lack-Seide-Draht.
3.4. Abgleich
Steht ein Wobbelmeßplatz zur Verfügung (z.B. Fernsehwobbler und Oszillograf), so läßt sich der Filterabgleich schnell und bequem durchführen. Nachdem man Pt3 mit +15 V versorgt hat, kann man den Tiefpaß für Bereich A so justieren, daß die Durchlaßkurve bei 2,5 MHz um etwa 6 dB (= halbe Spannung) abgefallen ist, verglichen mit dem Wert bei ca. 1 MHz. Dabei ist darauf zu achten, daß die Kerne der Spulen L1 bis L4 etwa gleich tief in die Wicklung eintauchen.
Nun zu den Bandpässen für die Empfangsbereiche B bis E. Diese werden mit allen jeweils fünf Spulenkernen in mehreren Durchgängen zunächst auf Bandmitte eingestellt, wie die nachfolgende Tabelle 6 vorschreibt. Sollten dann die Höcker der Durchlaßkurve (vgl. Bild 10) verschiedene Amplituden aufweisen, so kann dies durch (relativ geringe) Korrekturen beseitigt werden. Die in Bild 9 angegebenen Grenzfrequenzen gelten für 3 dB Abfall (0,7-fache Spannung).
| Bereich | +15 V an Pt | Mittenfrequenz (MHz) |
|---|---|---|
| B | 4 | 2,8 |
| C | 5 | 6,5 |
| D | 6 | 14,1 |
| E | 7 | 25,1 |
Bei korrektem 50-Ω-Abschluß an Ein- und Ausgang weist die richtig abgeglichene Vorfilter-Baugruppe eine Einfügungsdämpfung von weniger als 1,2 dB auf; die maximale Welligkeit innerhalb jedes Bereiches ist geringer als 0,5 dB.
Die beschriebene Abgleichprozedur ist prinzipiell auch bei der "Punkt-für-Punkt"-Methode (wenn statt eines Wobblers nur ein Meßsender vorhanden ist) anwendbar, wobei verständlicherweise ein Mehrfaches an Zeit investiert werden muß. Stehen überhaupt keine Meßmittel zur Verfügung, so wird man die Schraubkerne aller Filterspulen so einstellen, daß sie gerade anfangen, in die Wicklungen einzutauchen. Diese Taktik liefert zwar Amplitudenschwankungen von ca. 6 bis 10 dB über den gesamten Empfangsbereich, ist jedoch besser als gar nichts.
DK1OF, Joachim Kestler.