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In den USA ist für den 2-m-FM-Amateurfunk ein 10-kHz-Raster vereinbart. Das dort zugelassene Band von 144 bis 148 MHz umfaßt somit 400 Kanäle. In diesem Aufsatz wird ein Synthesizer beschrieben, der zusammen mit dem Analyse-Oszillator DK1OF 011/014 alle 400 Frequenzen erzeugen kann. Bild 1 zeigt die für einen Sende-Empfänger benötigten bzw. verwendbaren Baugruppen.
Bild 1: Blockschaltbild eines FM-Transceivers für 400 Kanüle im 10-kHz-Raster
Mit geringfügigen Änderungen versehen, läßt sich das Gerät auch im europäischen 25-kHz-Raster einsetzen, und zwar für beliebige Zwischenfrequenzen. Ausführlich behandelt werden zwei Varianten für 80-Kanal-Betrieb mit einer ZF von 9 bzw. 10,7 MHz.
1. Wirkungsweise
Wie bereits angedeutet, ist der hier zu beschreibende Rasteroszillator anstelle des VFO mit dem 2-m-Analyse-Oszillator(1) zusammenzuschalten. Da dieser vier Quarzoszillatoren enthält, liegt es nahe, den Gesamtbereich von 135 bis 139 MHz (Betriebsfrequenz 144 - 148 MHz, ZF = 9 MHz) in vier Teilbereiche von je 1 MHz Breite aufzuspalten. Man benötigt dann einen Synthesizer, der den Bereich von 5,00 bis 5,99 MHz in Schritten von 10 kHz überstreicht.
Bild 2 zeigt das Blockschaltbild des Synthesizers. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) schwingt im oben genannten Bereich; sein Signal gelangt einerseits zum Ausgang, andererseits in den einstellbaren Frequenzteiler DK1OF 013. Dort wird seine Frequenz - abhängig von der Einstellung der Kanalschalter-durch einen Wert N zwischen 500 und 599 geteilt; die Ausgangsfrequenz f/N dieses Bausteins gelangt zum Phasenvergleicher. Der Quarzoszillator (1,44 MHz)erzeugt zusammen mit dem Teiler durch 144 die Referenzfrequenz von 10 kHz, die ebenfalls auf den Phasenkomparator gegeben wird. Man könnte die 10-kHz-Vergleichsfrequenz zwar auch mit einem 1-MHz-Quarzoszillator und anschließender Teilung durch 100 erzeugen, doch würden dann die steilflankigen 1-MHz-Impulse möglicherweise die Zwischenfrequenz von 9 MHz stören.
Bild 2: Blockschaltbild des Synthesizers für ein 10-kHz-Raster
Die Ausgangsspannung des Phasenkomparators steuert über das aktive Filter und einen eventuell vorzusehenden zusätzlichen Tiefpaß die Kapazitätsdiode des VCO so nach, daß die beiden Eingangsfrequenzen des Phasenvergleichers einander exakt gleich sind. Im eingerasteten Zustand ist also 
Die Ausgangsspannung des Phasendetektors ist in der Praxis keine reine Gleichspannung, sondern enthält immer Reste der Phasenvergleichsfrequenz (hier 10 kHz) und deren Harmonischer als überlagerte Wechselspannung. Das aktive Filter kann diese Störspannungen nicht vollständig unterdrücken, weil seine Grenzfrequenz mit Rücksicht auf Regelschnelligkeit und Kurzzeitstabilität des erzeugten Signals nicht zu tief gelegt werden darf. Gelangen jedoch diese Wechselspannungsreste in den VCO, dann entstehen Seitenbänder (Frequenzmodulation!).
Diese Spektrallinien gruppieren sich symmetrisch in Abständen von jeweils 10 kHz um das Nutzsignal, fallen also genau in die Nachbarkanäle. Dieser Effekt ist charakteristisch für alle Kanalrastergeräte; er tritt um so mehr in Erscheinung, je tiefer die Phasenvergleichsfrequenz ist. Abhilfe schafft der in Bild 2 gestrichelt eingezeichnete zusätzliche Tiefpaß. Er darf im Frequenzbereich bis etwa 3 kHz keine merkliche Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung bewirken, sonst wird der Regelkreis instabil. Trotzdem muß er bereits bei 10 kHz eine hohe Dämpfung aufweisen. Ein praktischer Schaltungsvorschlag folgt am Schluß dieser Beschreibung.
Es sei noch hinzugefügt, daß die nachgeschaltete Analyseschleife die oben besprochenen Seitenbänder zum größten Teil beseitigt. Nur bei extremen Ansprüchen an die Nachbarkanalselektion wird man einen zusätzlichen Tiefpaß in die Nachstimmleitung des VCO einfügen müssen.
2. Schaltungseinzelheiten
In Bild 3 ist der Schaltplan des 10-kHz-Synthesizers dargestellt. Er besteht aus drei Baugruppen, nämlich DK1OF 015 (VCO mit den zugehörigen Trenn- und Ausgangsstufen), DK1OF 013 (Einstellteiler) und DK1OF 012 (Referenzoszillator, Phasenvergleicher, aktives Filter). Als VCO-Schwingstufe arbeitet der Feldeffekt-Transistor (FET) T151. Die Spule L151 und die beiden Kapazitätsdioden D151 und D152 bestimmen die Frequenz. Die Rückkopplung erfolgt induktiv über die Source des in Drain-Schaltung betriebenen Transistors. Die Abstimmspannung (von Anschlußpunkt Pt153 kommend) gelangt über die Ferrit-Drossel L153 zu den beiden Abstimmdioden. Für direkte Frequenzmodulation des Synthesizers ist der NF-Eingang Pt155 vorgesehen, der mit dem Ausgang eines Mikrofonverstärkers (z.B. DK1OF 008) verbunden werden kann. C151 sorgt für gleichstrommäßige Trennung von NF- und Abstimmspannung; hier sollte ein Folienkondensator eingesetzt werden. Um das dynamische Verhalten des Phasenregelkreises nicht zu stören, wird die NF-Spannung über den Entkopplungswiderstand R151 zugeführt. Für einen Frequenzhub von +5 kHz benötigt man an Pt155 eine NF-Spannung von etwa 0,4 V (Effektivwert).
Bild 3: Schaltbild des Synthesizers für 100 Kanäle im 10-kHz-Raster
Das Ausgangssignal des Rasteroszillators wird von der Source des Schwingtransistors T151 über einen kapazitiven Spannungsteiler ausgekoppelt und der - wegen der Gate-Schaltung - sehr rückwirkungsarmen Trennstufe (T152) zugeführt. Ein Emitterfolger (T153) als Ausgangsstufe sorgt für zusätzliche Trennung und niederohmigen Ausgang an Pt151. Durch die Diode D153 läßt sich der Synthesizer gleichzeitig mit einem VFO an den Eingang des Analyse-Oszillators legen, ohne daß ein mechanischer Kontakt (Relais oder Schalter) erforderlich ist. Die Umschaltung erfolgt dann einfach durch Anlegen der Betriebsspannung an den Rasteroszillator bzw. den VFO.
Am Außenwiderstand R152 des VCO-Transistors kann die HF-Spannung rückwirkungsarm ausgekoppelt werden. Über eine weitere Trennstufe (T154) und den Emitterfolger T155 gelangt sie zur Baugruppe DK1OF 013, den programmierbaren Frequenzteiler. Gute Entkopplung ist hier wichtig, damit an dieser Stelle keine 10-kHz-Impulse in den VCO eindringen können.
Die VCO-Frequenz, von Anschluß Pt132 kommend, steuert über die TTL-Anpaßstufe T131 den Eingang des Einstellteilers. Seine Wirkungsweise wurde bereits in (2) ausführlich besprochen; es liegt hier mit Ausnahme der Stufenzahl dieselbe Schaltung vor. Die Programmier-Eingänge A1 (LSD = least significant digit) bis B4 (MSD = most significant digit) werden mit den entsprechenden Ausgängen der beiden BCD-codierten Vorwahlschalter verbunden, während die Eingänge der höchstwertigen Dezimalstelle (I136) fest verdrahtet werden (C = 5). Diese Verbindungen sind nicht als Leiterbahnen auf der Platine ausgeführt, damit die Baugruppe universell einsetzbar bleibt.
Die Ausgangsimpulse des variablen Teilers liegen über die Anschlußpunkte Pt131 / Pt121 am Eingang des Phasenkomparators I121. Der folgende Schaltungsteil mit T121, T122 und I124 ist derselbe wie beim Analyse-Oszillator(1). Von Pt122 wird die Abstimmspannung dem VCO (Pt 153) zugeführt. Die Baugruppe 013 erhält ihre Versorgungsspannung (+ 5 V) über Pt123/Pt 133; am Anschlußpunkt Pt125 kann ein Meßinstrument für Abgleich- und Überwachungszwecke (Bereich 10 V) angeschlossen werden. Die Spannung der Z-Diode D121 hängt - wie bei der Baugruppe DK1OF 014 - von der pinch-off-Spannung der Transistoren T121 und T122 ab. Weitere Hinweise hierzu enthält Abschnitt 4.
Ganz unten in Bild 3 sind ein Quarzoszillator in Clapp-Schaltung (T123) und eine Anpaßstufe (T124)zu erkennen; das Schaltbild entspricht weitgehend dem der Baugruppe DK1OF 004. Das 1,44-MHz-Quarzsignal wird in I122 und I123 zweimal durch 12 geteilt und steuert den Referenzfrequenz-Eingang des Phasendetektors.
3. Aufbauhinweise
Für den 100-Kanal-Synthesizer im 10-kHz-Raster wurden die Leiterplatten DK1OF 012, 013 und 015 entwickelt. 013 ist beidseitig kaschiert und durchkontaktiert, die beiden anderen tragen nur auf der Unterseite Leiterbahnen. Bilder 4, 5 und 6 zeigen Bestückungspläne und Leiterbahnen der drei Platinen. Sie werden wieder - wie beim Analyse-Oszillator - mit den Breitseiten an die dazwischenliegenden Abschirmbleche gelötet, die für die Verbindungsleitungen entsprechende Bohrungen oberhalb der Leiterplatten erhalten. Die Verbindung a von Pt122 zu Pt153 wird unter den Leiterplatten mit einem Schaltdraht ausgeführt.
Bild 4: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK1OF 012
Bild 5: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK1OF 013
Bild 6: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK1OF 015
Um Störungen durch Oberwellen der steilen TTL-Impulse zu vermeiden, sollte man die ganze Baueinheit sorgfältig abschirmen. Mit Ausnahme des Anschlusses Pt151, der mit einer Miniatur-Koaxialbuchse versehen wird, führen alle Verbindungen nach außen über Durchführungskondensatoren, wie das Foto (Bild 7) erkennen läßt. Nach beendetem Abgleich lötet man Deckel aus beidseitig kaschiertem Leiterplattenmaterial auf Ober- und Unterseite, damit ein HF-dichtes Gehäuse entsteht.
Bild 7: Probe-Aufbau des Synthesizers mit DK10F 012, 013, 015
Da der in Abschnitt 1 erwähnte zusätzliche Tiefpaß in den meisten Fällen nicht erforderlich sein dürfte, wurde innerhalb des Synthesizers kein Platz für ihn vorgesehen. Bei Bedarf kann er außerhalb des eigentlichen Rasteroszillators auf einer kleinen Platine angeordnet werden. Die Verbindungsleitungen zu den Punkten Pt122 bzw. Pt153 führen dann über zwei weitere Durchführungskondensatoren.
3.1. Hinweise zu den Bauelementen
| T121, T122 | BF245A, B oder C (TI) oder ähnlicher FET |
| T123, T124 | BC108, BC413 oder anderer Si-Transistor |
| T131 | 2N914, 2N706 oder ähnlicher Schalttransistor |
| T151, T152, T154 | BF245A (TI)oder ähnlicher FET |
| T153, T155 | 2N914, 2N706 oder ähnlicher Schalttransistor |
| D121 | Z-Diode der Reihe BZY85 oder BZX55 oder BZX83 oder ähnlich; Wert siehe Abschnitt 4 |
| D151, D152 | MV 1650 (Motorola) oder je 2 Stück BA124/65 (AEG-Tfk) |
| D153 | 1N4148, 1N914 oder ähnlich |
| I121 | MC4044P (Motorola) |
| I122, I123 | SN7492N |
| I124 | 741CM (viele Hersteller) oder TBA221B (Siemens) |
| I131, I132, I133 | SN7490N |
| I134, I135, I136 | SN7485N |
| Quarz | 1440,0 kHz, HC-6U |
| Quarzfassung | für liegende Leiterplattenmontage |
| C121 | ca. 10 - 60 pF keram. oder Folientrimmer 10 oder 7 mm ø |
| C122 | 220 pF Styroflex (Siemens) |
| C123 | 1000 pF Styroflex |
| C127 | 18 pF keram. Rohr- oder Scheibenkondensator |
| C129 | 0,1 µF Folienkondensator Raster 10 mm |
| C151 | 1,5 µF (unkritisch) Folienkondensator (z.B. Siemens MKL) Raster 15 mm |
| C152 | 47 pF keram. Scheibenkondensator, Raster 5 mm |
| C153 | 22 pF wie C152 |
| C154 | 10 pF wie C152 |
| L151 | w 1: 45 Wdg., w2: 5 Wdg. HF-Litze oder Kupfer-Lack-Seide-Draht in Spulenbausatz Vogt D 31-1702 |
| L152 | ca. 70 µH Miniatur-Ferritdrossel (Amphenol-Delevan Typ 1025-64) |
| 13 einlötbare Durchführungskondensatoren 2,2 nF oder mehr | |
4. Abgleich
Die Verbindungsleitung zwischen den Anschlüssen Pt153 und Pt122 wird aufgetrennt, Pt153 erhält von außen eine einstellbare Vorspannung (0 bis + 12 V); den Ausgang des Synthesizers (Pt151) schließt man mit 1 kΩ gegen Masse ab und verbindet ihn über 1 nF mit einem Frequenzzähler oder Kurzwellen-Empfänger (5 bis 6 MHz, eventuell Dämpfungsglied vorschalten). Nun wird die Betriebsspannung von +12 V an Pt154 und Pt124 gelegt und die Spule L151 so eingestellt, daß der Frequenzbereich von 5 bis 6 MHz mit einer Vorspannung von 3 bis 8 V überstrichen wird. Der angegebene Spannungsbereich ist nicht kritisch, Abweichungen von ± 1 V am unteren und ± 2 V am oberen Bereichsende sind zulässig.
Nun legt man die Versorgungsspannung von +5 V (etwa 300 mA) an Pt126 und überzeugt sich vom ordnungsgemäßen Arbeiten des Quarzoszillators und des nachfolgenden Frequenzteilers. Das geschieht zweckmäßigerweise mit einem Oszillografen, den man mit dem Ausgang von I123 (Stift 12) verbindet. Notfalls macht auch ein hochohmiger Kopfhörer die Ausgangsfrequenz von 10 kHz hörbar.
Die Kanalschalter werden jetzt probeweise mit den Dateneingängen A1... A4 und B1... B4 verbunden. Am Punkt Pt 131 muß nun ein kurzer Impuls (Breite ca. 50 ns, Frequenz etwa 10 kHz) meßbar sein, und zwar bei allen Stellungen der Vorwahlschalter. Wer keinen geeigneten Oszillografen (Bandbreite um 50 MHz!) zur Verfügung hat, kann sich folgendermaßen helfen; Pt 131 wird mit dem Takteingang eines TTL-Flipflops (z. B. SN7472, ½ SN7473) verbunden, am Ausgang dieses Bausteins muß ein Voltmeter eine mittlere Gleichspannung von etwa 2 V anzeigen. Schließt man einen Kopfhörer an, so muß ein 5-kHz-Ton hörbar sein.
Nun wird die Vorspannung (Pt153) auf 5 V eingestellt, ein hochohmiges Voltmeter (min. 10 kΩ/V, Bereich 10 V) liegt an der Source von T122. Dreht man jetzt die Vorwahlschalter von Kanal 00 bis 99 durch, dann muß die gemessene Spannung sprunghaft auf einen kleineren Wert zurückgehen. Die Kanalnummer, bei welcher der Sprung erfolgt, läßt sich durch Verändern der Abstimmspannung variieren. Die Größe des Spannungssprunges soll zwischen 1 und 2 V, der Mittelwert zwischen 4 und 8 V liegen. Dieser Mittelwert hängt hauptsächlich von der pinch-off-Spannung der FETs T121 und T122 ab, die leider starken Exemplarstreuungen unterworfen ist. Deshalb können im voraus keine Angaben über die zweckmäßigste Wahl (BF245A, B oder C) gemacht werden. Im Mustergerät wurde mit je einem Transistor BF245A und BF245B ein Spannungsmittelwert von 6,2 V erreicht.
Die Z-Diode D121 muß eine Spannung stabilisieren, die gleich diesem Mittelwert ist. Abweichungen davon führen dazu, daß die Abstimmgeschwindigkeiten nach oben und nach unten nicht gleich sind. Ein Feinabgleich der Z-Spannung ist mit dem Widerstand R121 möglich.
Abschließend verbindet man Pt122 wieder mit Pt153. Die am Testausgang Pt125 zu messende Spannung soll bei Kanal 00 etwa 3 V, bei Kanal 99 ca. 8 V betragen. Dies kann, wenn erforderlich, nochmals mit L 151 korrigiert werden.
5. Zusätzliches Tiefpaßfilter
Wie Bild 8 zeigt, handelt es sich um einen aktiven Tiefpaß nach DJ4BG(3). Damit die Phasenvergleichsfrequenz selbst und ihre zweite Harmonische wirkungsvoll gesperrt werden, sind zusätzlich zwei Saugkreise angeordnet. Sie sind auf 10 bzw. 20 kHz abgeglichen. Für die Schwingkreiskapazitäten sollen eng tolerierte Folienkondensatoren (+ 2 %) verwendet werden, da der Abgleichbereich der Schalenkernspulen relativ klein ist.
Der Sperrbereich des aktiven Filters beginnt erst bei etwa 15 kHz. Diese hohe Grenzfrequenz ist erforderlich, um die Phasenverzerrungen im Bereich unter 3 kHz klein zu halten. Andernfalls würde der Phasenregelkreis instabil werden, d. h. die erzeugte Frequenz würde periodisch um ihren eingestellten Wert schwanken.
Wie bereits erwähnt, bringt der nachgeschaltete Analyseteil wegen seiner relativ geringen Bandbreite (etwa 3 kHz) eine beachtliche zusätzliche Selektion. Nebenwellen dritter Ordnung (Abstand + 3 kHz vom Nutzsignal) werden also sicher nicht mehr störend in Erscheinung treten. Man könnte deshalb auf den aktiven Teil des in Bild 8 gezeigten Filters in den meisten Fällen verzichten und nur die beiden Serienresonanzkreise vorsehen, welche die Seitenbänder erster und zweiter Ordnung (±10 und ±20 kHz) beseitigen.
Bild 8: Aktives Tiefpaßfilter mit Saugkreisen für 10 kHz und 20 kHz
5.1. Bauteile für das Filter
| T1 | BC179, BC213, BC415 oder ähnlicher Si-PNP-NF-Transistor |
| T2 | BC108, BC413 oder ähnlicher Si-NPN-NF-Transistor |
| L1 | 25,3 mH; 400 Wdg. auf Schalenkern 14 × 8; AL = 160 (Siemens, Material N 22, Bestellbez. B 65541-K0160-A022 oder Material N 28, Bestellbez. B 65541-K0160-A028 oder Material N 32, Bestellbez. B 65541-K0160-A032) |
| L2 | 13,5 mH; 290 Wdg. auf Schalenkern wie für L1 |
| C1 | 10 nF Styroflex |
| C2 | 4,7 nF Styroflex |
| C3, C4 | 1 nF Styroflex |
| C5 | 220 pF Styroflex |
6. Eigenschaften des Synthesizers
Die Kurzzeitstabilität eines Oszillators läßt sich am einfachsten durch Abhören des Signals in einem Empfänger (Stellung SSB oder CW) überprüfen. Beim Testen des hier beschriebenen Synthesizers ergab sogar die sechste Harmonische (30 MHz) noch einen sauberen Überlagerungston. Somit ist er nicht nur für FM und AM, sondern auch für SSB und CW hinreichend stabil. Die Langzeitdrift ist nur von Alterungsrate und Temperaturgang des Quarzes bestimmt; sie wird etwa 10-6 betragen. Mit dem Serientrimmer im Quarzoszillator läßt sich die erzeugte Frequenz um ca. + 300 Hz ziehen.
Ohne nachgeschaltete Analyseschleife und ohne das in Bild 8 angegebene Filter beträgt die Nachbarkanaldämpfung etwa 30 dB. Mit zusätzlichem Tiefpaß wurden für die Seitenbänder 1. Ordnung 60 dB, für die 3. Ordnung über 80 dB Abstand zum Nutzsignal festgestellt.
Die Abstimmgeschwindigkeit liegt bei 100 ms/MHz, was für den praktischen Funkbetrieb ausreichend hoch sein dürfte.
7. Betrieb im 25-kHz-Raster
Da der hier beschriebene Rasteroszillator einen Bereich von 1 MHz überstreichen kann, sind für den Analyse-Oszillator nur noch zwei Quarze notwendig. Die erforderlichen Änderungen beziehen sich auf VCO-Spule, Einstellteiler, Referenzoszillator und aktives Filter.
7.1. Zwischenfrequenz 9 MHz
Wie der Tabelle in (1) zu entnehmen ist, reicht der Oszillatorbereich (Ausgangsfrequenz des Analyse-Oszillators) von 135 bis 137 MHz. Verwendet man als Quarzfrequenzen 130 und 131 MHz, so muß der Synthesizer den Bereich von 5,0 bis 5,975 MHz in Schritten von 25 kHz überstreichen. Am VCO braucht also nichts geändert zu werden. Für den Einstellteiler gilt:
Statt C = 5 muß nun C = 2 verdrahtet werden; da die 2 im BCD-Code 0010 lautet, muß B1 = B3 = B4 = log. 0 und B2 = log. 1 sein. Dazu verbindet man die Anschlußstifte 1, 9 und 14 von I136 mit Masse und den Stift 11 mit +5 V. Die Kanaleinstellung erfolgt über A1... A4 und B1... B4 zwischen 00 und 39.
Die Referenzfrequenz muß nun 25 kHz betragen, sie ist immer gleich dem Kanalabstand. Das geschieht am einfachsten dadurch, daß man statt des 1,44-MHzQuarzes einen solchen mit 3,6 MHz verwendet. Es sind auch noch andere Quarzfrequenzen möglich, wie die folgende Tabelle zeigt:
| Quarzfrequenz | Teilungsfaktor | I122 | I123 |
|---|---|---|---|
| 2,5 MHz | 100 | SN7490 | SN7490 |
| 3,0 MHz | 120 | SN7490 | SN7492 |
| 4,0 MHz | 160 | SN7490 | SN7493 |
| 4,8 MHz | 192 | SN7492 | SN7493 |
| 6,4 MHz | 256 | SN7493 | SN7493 |
Allerdings ist es dann notwendig, die Platine (012) zu ändern, da die IS 7490 und 7493 abweichende Stiftbelegung aufweisen.
Bild 9: Für eine Phasenvergleichsfrequenz von 25 kHz abgeändertes Tiefpaßfilter
Wegen der geänderten Phasenvergleichsfrequenz (25 statt 10 kHz) muß das aktive Filter etwas abgeändert werden. Das entsprechende Schaltbild ist in Bild 9 dargestellt. Darin nicht bezeichnete Bauelemente sind mit denen in Bild 3 identisch.
7.2. Zwischenfrequenz 10,7 MHz
Der hierfür notwendige Oszillatorbereich geht von 133,3 bis 135,3 MHz, als Quarzfrequenzen verwendet man 129,3 und 130,3 MHz. Damit ist der Frequenz - bereich des Synthesizers mit 4,000...4,975 MHz (in 25-kHz-Stufen) gegeben. Die Windungszahl der VCO-Spule L151 wird deshalb von 45 auf 50 Wdg. erhöht, die Koppelwicklung bleibt unverändert. Der Einstellteiler muß nun von 
programmierbar sein, es ist also jetzt C = 1, d. h. C1 = log. 1, C2 = C3 = C4 = log. 0 zu schalten. Bei I136 sind somit die Stifte 1, 11 und 14 mit Masse, Stift 9 jedoch mit +5 V zu verbinden. Die Kanaleinstellung (Eingänge A und B) erfolgt zwischen 60 und 99. Was in Abschnitt 7.1. über Referenzoszillator und das aktive Filter gesagt wurde, gilt auch hier.
7.3. Praktische Erfahrungen
Die 9-MHz-Version des in Abschnitt 7.1. beschriebenen Rasteroszillators wurde in die 2-m-Station des Verfassers eingebaut. Ausgiebige Tests bewiesen die Tauglichkeit auch bei SSB-Betrieb. Obwohl kein zusätzliches Tiefpaßfilter eingesetzt wurde, sind die Nachbarkanäle (±25 kHz) um mehr als 80 dB gegenüber dem Nutzsignal gedämpft. Seitenbänder höherer Ordnung konnten überhaupt nicht festgestellt werden. Die Abstimmgeschwindigkeit beträgt beim 25-kHz-Raster etwa 50 ms/MHz, tritt also auch bei Duplex-Funkverbindungen (über Relaisstellen) nicht störend in Erscheinung.
8. Literatur
- J. Kestler: Analyse-Oszillator für das Zwei-Meter-Band, UKW-Berichte 13 (1973) H. 4, S. 218 - 227
- J. Kestler: FM-Transceiver mit 80-Kanal-Synthesizer, UKW-Berichte 12 (1972) H. 4, S. 194 - 208
- E. Schmitzer: Aktive Niederfrequenz-Filter, UKW-Berichte 8 (1968) H. 4, S. 182 - 202
DK1OF, J. Kestler.