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Empfangskonverter 145 MHz/9 MHz mit Schottky-Dioden-Ringmischer

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Seit einiger Zeit sind Breitband-Ringmodulatoren mit Schottky- (hot carrier-) Dioden zu erschwinglichen Preisen auf dem Markt. Es handelt sich dabei um fertige Module in verlöteten Metallgehäusen, die bereits die notwendigen Differentialübertrager enthalten und daher problemlos in der Anwendung sind. Über Wirkungsweise und Eigenschaften von Schottky-Dioden wurde bereits ausführlich in (1) berichtet. Es sei hier nur kurz erwähnt, daß diese Dioden wegen der fehlenden Minoritätsträger kaum Ladungsspeichereffekte und wegen der dünnen Sperrschicht sehr kurze Schaltzeiten aufweisen. Gerade diese Eigenschaften sind bei hohen Frequenzen sehr wertvoll.

Es wird ein Empfangskonverter für einen 145-MHz/9-MHz-Einfachsuper beschrieben, der einen solchen Schottky-Dioden-Breitband-Ringmischer verwendet. Die prinzipiellen Vorteile eines solchen Ringmischers sind in (2) dargelegt.

1. Der Ringmischer

Die folgende Tabelle 1 gibt Auskunft über die wichtigsten Daten eines preiswerten Ringmischers (Typ SRA-1 von MCL). Die angegebenen Werte beziehen sich auf eine Signalfrequenz von 100 MHz und einen Oszillatorpegel von +13 dBm (= 20 mW).

Tabelle 1
Mischverlusttyp. 6 dB; max. 8,5 dB
max. Signal-Eingangsleistung für 1 dB Kompressiontyp. 6 dBm (= 4 mW)
Zweiton- Intermodulationsabstand Signalpegel je -10 dBm (= 0,1 mW)65 dB
Isolation (Dämpfung) zwischen HF- und Oszillatoreingangtyp. 40 dB min. 30 dB
Isolation zwischen ZF-Ausgang und Oszillatoreingangtyp. 40 dB min. 30 dB
Frequenzbereich HF-Eingang5 - 500 MHz
Frequenzbereich Oszillator-Eingang5 - 500 MHz
Frequenzbereich ZF-Ausgang0 - 500 MHz
Nennimpedanz an allen Anschlüssen50 Ω

2. Dimensionierung des Empangskonverters

Es werden einige Gedankengänge und Berechnungen gezeigt, die zu der nachfolgenden praktischen Schaltungsauslegung des HP-Eingangsteils führen. Bei der Bemessung eines Empfänger-HF-Teils gilt es immer einen vernünftigen Kompromiß zwischen Empfindlichkeit und Großsignalverhalten zu finden, da sich beide Forderungen zum Teil widersprechen. Besonders im Zwei-Meter-Band sind die Verhältnisse schwierig, weil die Pegelunterschiede zwischen einem schwachen DX-Signal und einer benachbarten Ortsstation manchmal Werte um 100 dB erreichen. Deshalb erscheint es zweckmäßig, die HF-Verstärkung vor der Empfängermischstufe variabel zu machen, damit man sich den jeweiligen Bedingungen anpassen kann.

Zur Berechnung des notwendigen HF-Verstärkungsfaktors wird angenommen, daß am Eingang des ZF-Verstärkers ein Quarzfilter (Einfachsuper!) liegt und die erste ZF-Stufe eine Rauschzahl von 3 dB hat. Die Durchlaßdämpfung des ersten Quarzfilters einschließlich der Anpaßverluste wird mit 6 dB veranschlagt, die Filterbandbreite mit 2,5 kHz (SSB-Betrieb). Es genügt, wenn der Rauschpegel der HF-Stufen das ZF-Rauschen um 10 dB übersteigt, damit letzteres nicht mehr merklich zum Gesamtrauschen beiträgt.

Mit der angegebenen Bandbreite B und der ZF-Rauschzahl (3 dB ≡ F = 2) beträgt die Eigenrauschleistung des ZF-Verstärkers bezogen auf den Eingang der 1. ZF-Stufe:

Eq 1

Hier muß deutlich hervorgehoben werden, daß die Filterbandbreite B nur dann als Rauschbandbreite eingesetzt werden kann, wenn am Ausgang des ZF-Verstärkers ein weiteres (gleiches) Filter angeordnet ist. Andernfalls ist die Rauschbandbreite so groß wie die Bandbreite des ZF-Verstärkers. Dieser Fall wird weiter unten besprochen.

Die Rauschleistung der Vorstufen soll also - bezogen auf den Eingang des ZF-Teils - etwa 2 × 10-16 W betragen. Mischverlust und Filterdämpfung ergeben zusammen ca. 13 dB, so daß am Eingang des Ringmodulators die HF-Rauschleistung einen Wert von ungefähr 4 × 10-15 W haben sollte. Damit liegt der Dynamikbereich des Empfängers bereits fest; denn die Tabelle gibt für den Ringmischer eine maximal zulässige Signalleistung (für 1 dB Kompression) von 4 × 10-3 W an:

Eq 2

Wenn man annimmt, daß die Vorstufe ebenfalls eine Rauschzahl F = 2 (3 dB) besitzt, dann beträgt die HF-Rauschleistung bezogen auf den Antenneneingang auch hier 2 × 10-17 W (entsprechend 0,04 µV an 60 Ω). Daher ist ein HF-Verstärkungsfaktor (zwischen Antenneneingang und Mischer-Eingang) von

Eq 3

Wenn dagegen kein weiteres Quarzfilter am Ausgang des ZF-Teils vorgesehen wird, dann beträgt die HF-Rauschbandbreite etwa 250 kHz (z.B. 4 Schwingkreise bei 9 MHz). Die Rauschleistung des ZF-Verstärkers ist dann 100 mal größer, so daß die HF-Verstärkung statt 23 dB nun 43 dB betragen müßte. Dieser Weg ist jedoch nicht gangbar, weil der Dynamikbereich wesentlich verschlechtert wird. Bei reinen SSB-Empfängern könnte man zwar durch ein steilflankiges NF-Filter nach dem Produktdetektor die Rauschbandbreite auf den doppelten Wert der NF-Filterbandbreite (Zweiseitenbanddemodulation!) begrenzen, doch wäre für die Regelspannungserzeugung (S-Meter!) nach wie vor die gesamte ZF-Bandbreite maßgebend, falls die Regelspannung nicht aus der NF-Spannung gewonnen wird. Bei AM- und FM-Betrieb versagt dieses Verfahren völlig.

Als Ausweg bietet sich an, die zusätzlichen 20 dB Verstärkung zwischen Ringmodulator und Quarzfilter vorzunehmen. Die Anforderungen an das Großsignal-verhalten dieser Stufe sind hoch, weil der Ringmischer bei einem 120-dB-Störsignal eine Leistung von fast 1 mW liefert. Die Zwischenstufe muß also - da sie 20 dB verstärken soll - nahezu 100 mW verzerrungsfrei abgeben können. Ein solcher ZF-Vorverstärker wird am Schluß dieses Beitrags beschrieben.

Die notwendige Vorverstärkung von 23 dB wird man nicht in einer einzigen Stufe vornehmen, sondern man verteilt sie zweckmäßigerweise auf zwei Transistoren. Dies erleichtert es auch, die zur Weitab- und Spiegelselektion erforderlichen Schwingkreise unterzubringen. Für die erste Stufe wird ein rauscharmer Sperrschicht-FET, für die zweite ein MOSFET wegen der Regeleigenschaften eingesetzt.

Bild 1 zeigt Blockschaltbild und Pegelplan des Empfangskonverters. Der verwendete Oszillator sollte einen Pegel von etwa - 7 dBm (entsprechend 0,2 mW, ca. 100 mV an 60 Ω) abgeben. Direkt angeschlossen werden können z. B. der Analyse-Oszillator (3) oder der 80-Kanal-Synthesizer (4) vom gleichen Verfasser.

Bild 1
Bild 1: Blockschaltbild und Pegelplan

3. Schaltungseinzelheiten

Das Schaltbild des gesamten Empfänger-Eingangsteils ist in Bild 2 dargestellt. Die Antenne wird an Pt161 angeschlossen, das Transformationsglied CA/L160 paßt den Antennen-Fußpunktwiderstand an die in Gate-Schaltung betriebene erste HF-Vorstufe (T161) an. Diese Schaltungsart ist etwas ungewöhnlich, sie soll daher näher erläutert werden:

Die notwendige Widerstandstransformation am Antenneneingang soll möglichst wenig Signalleistungsverlust verursachen, weil jedes dB Verlust die Rauschzahl des gesamten Empfängers im selben Maß verschlechtert. Daher sollen die zur Transformation verwendeten Bauelemente möglichst hohe Leerlaufgütewerte aufweisen. Die Betriebsgüte des Transformationsgliedes muß jedoch verhältnismäßig niedrig sein, weil der Wirkungsgrad vom Verhältnis Leerlauf zu Betriebsgüte abhängt. Die Selektionswirkung des Vorkreises ist also zwangsläufig gering. Es ist daher nicht sinnvoll, einen üblichen Parallelschwingkreis mit Transformationswirkung durch Spulenanzapfung zu verwenden. Angezapfte Spulen weisen bei hohen Frequenzen immer einen schlechten Wirkungsgrad auf, weil die Streu-Induktivität zwischen den Teilwicklungen wegen der geringen Windungszahl hoch ist.

Das in Bild 2 gezeigte Hochpaß-Halbglied (CA und L160) vermeidet diesen Nachteil. Hochpaßkopplung ist an dieser Stelle ohnehin vorteilhaft, weil die Spiegelfrequenz unterhalb des Nutzfrequenzbandes liegt, also besser gedämpft wird. Mit der Wahl von CA liegt das Transformationsverhältnis fest; L160 dient dazu, die Blindleitwerte des Kondensators CA und des Transistoreingangs zu kompensieren.

Bild 2
Bild 2: Schaltbild des Empfangskonverters 144 MHz/ 9 MHz mit Breitband-Ringmischer

Empfänger-Eingangsschaltungen werden im Amateurfunk gewöhnlich bei Rauschanpassung des ersten Transistors betrieben. Dieser muß dazu eingangsseitig mit seinem "optimalen Generatorwiderstand" RG opt abgeschlossen sein. Aufgabe des Transformationsgliedes ist es also, den Antennenwiderstand ZA auf diesen Generatorwiderstand zu transformieren und den Blindanteil Cin des Eingangstransistors wegzustimmen. Bild 3 verdeutlicht diese Verhältnisse. Nach den Regeln der komplexen Wechselstromrechnung findet man für:

Eq 4 und Eq 5

Bild 3
Bild 3

Die Ausrechnung ergibt bei ZA = 60 Ω, RG opt = 600 Ω, Cin = 4 pF; ω= 9,1 × 108 (≡ f = 145 MHz) : CA = 6,1 pF, L ≈ 130 nH.

In manchen Fällen ist statt der Rauschanpassung eher die Leistungsanpassunganzustreben; und zwar vornehmlich dann, wenn sehr lange Antennenzuleitungen notwendig sind(5). Nun muß in die Rechnung nicht der optimale Generatorwiderstand RG opt, sondern der tatsächliche Eingangswiderstand Rin des Vorstufentransistors eingesetzt werden. Dieser ist gleich dem Kehrwert der Transistorsteilheit, also etwa 200 Ω. Für diesen Fall sind CA = 12 pF und L ≈ 100 nH zu wählen. L160 wird daher auf 5 Wdg. verkleinert.

Die erste HF-Stufe wird mit dem rauscharmen FET E300 von Siliconix bestückt. Der Hersteller gibt für eine Frequenz von 100 MHz eine typische Rauschzahl von 1,3 dB an. Durch die verwendete Gate-Schaltung umgeht man alle Neutralisationsschwierigkeiten; die Vorstufe arbeitet sehr stabil und besitzt einen hohen Innenwiderstand, der das folgende Bandfilter nicht merklich belastet.

Das nun folgende zweikreisige Bandfilter mit den Spulen L161 und L162 ist kapazitiv gekoppelt. Dies hat gegenüber induktiver Kopplung den Vorteil, daß der Kopplungsgrad der Kreise beim Nachbau exakt reproduzierbar ist und nicht erst mit Hilfe eines (meist nicht vorhandenen) VHF-Wobbelmeßplatzes optimiert werden muß. Das Filter ist schwach überkritisch gekoppelt (Satteltiefe etwa 1 dB), damit die 3-dB-Bandbreite von 2 MHz erreicht wird. Durch die verwendete Fußpunktkopplung erhält man technisch günstig realisierbare Kapazitätswerte (2 × 47 pF). Um den Einfluß der Zuleitungsinduktivitäten gering zu halten, wird die Gesamtkapazität auf zwei gleich große Kondensatoren verteilt. Für diese sind unbedingt keramische Scheibenkondensatoren mit möglichst kurzen Anschlußdrähten zu verwenden.

Die zweite HF-Verstärkerstufe ist sehr lose an das Bandfilter gekoppelt, um den Sekundärkreis nicht zu stark zu bedämpfen. Es wird ein Dual-Gate-MOSFET vom Typ 40841 (RCA) verwendet; dies ist der Nachfolgetyp des bekannten 40673, der nicht mehr gefertigt wird. Die Verstärkungsregelung erfolgt über beide Gates, damit das Großsignalverhalten auch im herabgeregelten Zustand nicht zu sehr verschlechtert wird. Die Stufe erhält ihre Regelspannung von dem nicht auf der Leiterplatte angeordneten 50-kft-Potentiometer über den Anschluß Pt164. Eine Regelspannungsänderung von +2 V auf -3 V ergibt einen Regelumfang dieser Stufe von 60 dB.

Über ein zweites, gleichartig aufgebautes Bandfilter (L163 / L164) gelangt das empfangene Signal zum HF-Eingang des Ringmodulators. Dieser Anschluß ist am Ringmischer besonders gekennzeichnet, meist durch die andersfarbige Glasdurchführung am entsprechenden Anschlußstift. Am Anschluß Pt 167 kann ein Teil des verstärkten HF-Signals abgenommen und z.B. einem Panorama-Empfänger zugeführt werden. Die Auskopplung (über 5 pF) ist so lose, daß keine Verstärkungseinbuße bemerkbar ist, wenn dieser Ausgang belastet wird.

Die Oszillatorfrequenz wird. dem Empfangskonverter über den Anschluß Pt163 zugeführt. Mit Hilfe des Transformationsgliedes CK/L165 läßt sich der Eingangswiderstand auf 60 Ω, d.h. SWR = 1, abgleichen. Die Trennverstärkerstufe mit dem Transistor T163 ist durch die Gate-Schaltung sehr rückwirkungsarm und schwingsicher. Da die Oszillator-Endstufe (T164) eine Leistung von 20 mW aufbringen muß, ist sie mit einem HF-Kleinleistungstransistor 2N4427 bestückt. Auch andere Typen, wie 2N3866, 2N3553, 2N5913 oder ähnliche sind hier verwendbar. Über eine Anpaßschaltung mit den Spulen L167, L168 und den Kondensatoren von 4 pF bzw. 10 pF gelangt das Oszillatorsignal zum Ringmodulator. Die Diode D161 ist als Abgleichhilfe eingebaut. An Anschluß Pt166 steht eine Gleichspannung zur Verfügung, deren Höhe etwa gleich der Oszillator-Spitzenspannung an Stift 8 des Mischers ist.

Die erzeugte Zwischenfrequenz wird von den Anschlüssen 3 und 4 des Ringmischers abgenommen. Ein Pi-Filter, bestehend aus L169 und den beiden 390-pF-Kondensatoren befreit das Zwischenfrequenzsignal von etwa vorhandenen HF- und Oszillatorspannungsresten. Der ZF-Ausgang Pt66 sollte mit etwa 50 Ω belastet werden.

Die Betriebsspannung (Pt162) sollte etwa 15 V betragen. Die Baugruppe kann aber bei geringer Verstärkungseinbuße auch mit 12 V versorgt werden.

4. Hinweise zu den Bauelemeneten

T161E300 (Siliconix) oder 2N5397
T16240841 (RCA)
T163BF245C (TI) oder W245C (Siliconix)
T1642N4427 (RCA) oder 2N3866, 2N3553, 2N5913 und ähnliche
L161AAY27 oder AA116 (Siemens) Ge-HF-Spitzendiode
M160Breitband-Ringmischer SRA-1 (Mini-Circuits Laboratory in D: Industrial Electronics GmbH, 6000 Frankfurt/M., Klüberstr. 14)
L1607 Wdg. versilberter Kupferdraht 1 mm auf Spulenkörper mit 6 mm Außen-0. Wirldungsabstand 1 mm (besonders einfach einzuhalten mit Rippenkörper, mit Steigung 2). UKW-Kern (braun)
L1619 Wdg., Draht, Spulenkörper, Kern wie bei L160
L1629 Wdg., Anzapf 1 Wdg. vom kalten Ende; sonst wie L160
L1639 Wdg., sonst wie L160
L1649 Wdg., Anzapf 1 Wdg. vom kalten Ende; sonst wie L160
L1656 Wdg., sonst wie L160
L1669 Wdg., sonst wie L160
L1675 Wdg., vers. Kupferdraht auf 6-mm-Dorn gewickelt, freitragend eingelötet
L1685 Wdg., sonst wie L160
L1697,5 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,4 mm ø in Spulenbausatz SL-1966 (Vogt) ca. 0,8 µH
L1601... L1603Ferrtt-Breitbanddrosseln mit 6-Loch-Kern (Valvo 4312 020 36700)
Ckkeram. Scheibentrimmer 6-25 pF 10 mm ø oder Folientrimmer 2-22 pF (7 mm ø)
Bis auf den Elko (4,7 µF oder mehr, Alu oder Tantal) alle Kondensatoren keram. Scheibenkondensatoren für 5 mm Raster.

5. Aufbauhinweise

Für den Empfangskonverter wurde die Leiterplatte DK1OF 016 entwickelt. Sie ist 125 mm × 80 mm groß und nur einseitig mit Leiterbahnen versehen. Wie der Bestückungsplan (Bild 4) zeigt, sind durch 30 mm hohe Abschirmbleche 9 Kammern eingeteilt. Die Einheit erhält eine umlaufende Abschirmung (Höhe ebenfalls 30 mm); an ihr werden die Spulenkörper, Durchführungskondensatoren (Pt162, 164, 166) und HF-Kabelanschlüsse (Pt161, 163, 165, 167) befestigt. Bild 5 ist eine Fotografie des Musteraufbaus.

Bild 4
Bild 4: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK1OF 016 (Konverter)

Bild 5
Bild 5: Musteraufbau des Empfangskonverters mit Schottky-flioden-Ringmischer

6. Abgleich

Zunächst wird der Oszillatorverstärker justiert. Dazu verbindet man den Oszillatorausgang mit Pt163; ein Gleichspannungsvoltmeter (Bereich 3 V, Ri ≥ 100 kΩ) liegt zwischen Pt166 und Masse. Der Oszillator wird in Bandmitte (136 MHz) in Betrieb gesetzt und die Versorgungsspannung an Pt162 gelegt. Nun trimmt man die Spule L166 mit Hilfe des Abgleichkerns auf maximale Anzeige des Meßinstruments. Anschließend verfährt man ebenso mit L168, zuletzt mit Ck. Wegen der Rückwirkung des Transistors T164 beeinflussen sich L166 und L168 etwas, so daß für diese beiden Spulen ein wechselseitiger Abgleich notwendig ist. Bei richtiger Einstellung sollen an Pt166 etwa 1,5 V Gleichspannung gemessen werden, an den Bandgrenzen müßten noch ca. 1,2 V erreicht werden. Dazu ist am Anschluß Pt163 eine Oszillatorleistung von etwas 0,2 mW erforderlich.

Ein Abgleich der Oszillatorverstärkerstufen auf maximale Durchgangsverstärkung des Konverters ist nicht möglich, weil die Gesamtverstärkung des Konverters von einem bestimmten Oszillatorpegel ab (etwa 5 mW am Ringmischer) nicht mehr weiter zunimmt. Dagegen ist die richtige Einstellung der Oszillatorleistung für optimales Großsignalverhalten sehr wichtig. Aus diesem Grund wurde die Prüfdiode D161 fest eingebaut.

Steht ein empfindliches Reflektometer zur Verfügung (meist sind KW-Stehwellenmeßgeräte hierfür brauchbar), dann kann der Eingang Pt163 auf geringste Reflexion abgeglichen werden. Hierzu beobachtet man das an Pt166 angeschlossene Meßinstrument und trimmt Ck und L165 wechselseitig so lange, bis minimales SWR und maximale Spannung gleichzeitig erreicht werden.

Die HF-Stufen lassen sich am bequemsten mit Hilfe eines Wobbelsichtgeräts abgleichen. Der Wobbler wird mit Pt161, der Tastkopf des Oszillografen mit Pt167 verbunden. Es ist wichtig, während des Abgleichs den Oszillator in Betrieb zu setzen, weil die Eingangsimpedanz des Ringmodulators stark von der ztgefilhrten Oszillatorleistung abhängt. Auch der ZF-Ausgang sollte dabei mit 50 Ω abgeschlossen sein.

Wer keinen Wobbelsender zur Verfügung hat, muß die HF-Durchlaßkurve Punkt für Punkt mit Hilfe eines Prüfsenders aufnehmen und korrigieren. Sind über - haupt keine Meßgeräte vorhanden, dannkann man den Empfangskonverter auf konstantes Rauschen über das ganze Band trimmen. Die optimale Durchlaßkurve wird man auf diese Weise jedoch kaum erreichen. Besser ist es dann, die vier Bandfilterkreise bei einem Empfangssignal von 145,5 MHz wechselseitig auf Maximum abzugleichen, dann liegt die Selektionskurve einigermaßen symmetrisch im Band. Der Vorkreis (L160) wird bei einem schwachen Signal in Bandmitte auf besten Rauschabstand eingestellt.

Bei welcher Regelspannung (Pt164) der Abgleich vorgenommen wird, ist nicht kritisch. Wegen der losen Kopplung des MOSFET an das vorangehende Bandfilter wird die Durchlaßkurve praktisch nicht von der Regelung beeinflußt.

7. Praktische Erfahrungen

Das Großsignalverhalten des beschriebenen Eingangsteils dürfte wesentlich bee-ser sein als das der üblichen Konverter mit FET- und MOSFET-Mischern. So kann z.B. über eine zweite Antenne mit 50 W in SSB oder FM im Abstand von 30 kHz gesendet werden (Duplex), ohne daß der Empfänger unempfindlicher wird. Die Entkopplung der beiden Antennen beträgt knapp 60 dB, das eigene Sendesignal steht also mit mehr als 120 dB über Rauschpegel am Konvertereingang. Voraussetzungen für solche Tests sind natürlich ein hochselektiver 9-MHz-Nachsetzer (3 Quarzfilter bei SSB) und Oszillatoren mit sehr geringem Seitenbandrauschen (für Sender und Empfänger). Der Analyse-Oszillator nach (3) wird diesen Anforderungen gerecht.

Die Eigenschaften des Empfangskonverters sind in der folgenden Tabelle 2 zusammengestellt:

Tabelle 2
RauschzahlF = 2,5 (≡ 4 dB)
Durchgangsverstärkung16 dB
3 dB-HF-Bandbreite2 MHz
Welligkeit der Durchlaßkurve2 dB
Spiegelselektion (127 MHz)65 dB
Antennenanpassung60 Ω
ZF-Ausgangsimpedanz50 Ω
notwendiger Oszillatorpegel-7 dBm (= 0,2 mW)
zulässiges Störsignal am Eingang für 1 dB Empfindlichkeitsverlust40 mV
zulässiges Störsignal am Eingang für 6 dB Empfindlichkeitsverlust100 mV
Dynamikbereich (1 dB Kompression)120 dB

8. ZF-Vorverstärker

Wie bereits in Abschnitt 2 erwähnt, ist die nun zu beschreibende ZF-Vorstufe zwischen dem Anschluß Pt165 und dem Quarzfilter einzubauen, wenn am Ausgang des ZF-Verstärkers kein zusätzliches Quarzfilter vorgesehen werden soll. Um die hohe Ausgangsleistung bei guter Linearität zu erreichen, wurde ein rauscharmer Hochstrom-HF-Transistor als aktives Element gewählt. Es handelt sich um den Typ 2N109 (RCA), der für Breitband- Verstärkeranwendung in Fernseh-Gemeinschaftsantennenanlagen entwickelt wurde. Über die hervorragenden Eigenschaften dieses Transistors gibt nachstehende Tabelle 3 Auskunft:

Tabelle 3
Grenzwerte
Kollektor-Emitter-Spannung40 V
Kollektorstrom400 mA
Verlustleistung3,5 W
Dynamische Daten
Transitfrequenz (UCE = 15 V, IC = 60 mA)1500 MHz
Rauschzahl (UCE = 15 V, IC = 10 mA, f = 200 MHz)3 dB
Kreuzmodulationsabstand (bei 5 mW Ausgangsleistung)57 dB
Rückwirkungskapazität3,5 pF

8.1. Schaltungseinzelheiten

Bild 6 zeigt das Schaltbild des Vorverstärkers. Ein zweikreisiges, kapazitiv gekoppeltes Bandfilter am Eingang (Pt171) sorgt für die nötige Weitabselektion. Die folgende Transistorstufe in Emitterschaltung ist konventionell aufgebaut und bietet keine Besonderheiten. Im Kollektorkreis liegt die Koppelwicklung des Filterkreises F3, die angezapfte Schwingkreisspule wird über Pt173 mit 50 Ω abgeschlossen. Das Übersetzungsverhältnis zwischen diesem Anzapf und der Koppelwicklung beträgt 1 : 1, so daß der Transistor ausgangsseitig mit 50 Ω belastet ist. Daher ist eine Schwingneigung trotz seiner relativ hohen Rückwirkungskapazität nicht zu befürchten. Am Hochpunkt des Schwingkreises tritt eine transformierte Impedanz von 1200 Ω auf, deshalb kann das Quarzfilter (XF-9E) direkt angeschlossen werden. Soll das Filter über ein Stück Koaxialkabel mit Pt172 verbunden werden, so ist der 27-pF-Kondensator entsprechend der Kabelkapazität zu verkleinern.

Bild 6
Bild 6: Schaltbild des ZF-Vorverstärkers für hohe Pegel

Da der Transistor mit einem Kollektorstrom von 50 mA betrieben wird (nötigenfalls durch Ändern des Basisspannungsteilers zu korrigieren), muß er mit einem Kühlstern versehen sein. Die Betriebsspannung von 15 V (auch 12 V sind ausreichend) wird über Pt174 und ein Siebglied zugeführt.

8.2. Bauelemente- und Aufbauhinweise

T1712N5109 (RCA) mit Kühlstern
F1...F3abgeschirmte 10,7-MHz-Miniaturschwingkreise FFM-2 (Fa. Conrad)
Drossel68 µH Miniatur-Ferritdrossel, Wert unkritisch (Delevan-Amphenol)

Alle Kondensatoren: keram. Scheibenkond. für 5 mm Raster; für die kleinen Werte können auch Rohrkondensatoren für 10 mm Raster verwendet werden.

Der Aufbau erfolgt auf der 125 mm × 30 mm großen einseitig kaschierten Leiterplatte DK1OF 017. Auch sie erhält eine umlaufende 30 mm hohe Abschirmung. Bestückungsplan und Musteraufbau der Baugruppe sind in Bild 7 beziehungsweise Bild 8 dargestellt.

Bild 7
Bild 7: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK10F 017 (ZF-Vorverstarker)

Bild 8
Bild 8: Musteraufbau des ZF-Vorverstärkers

8.3. Abgleich des ZF-Vorverstärkers

Der Abgleich ist relativ einfach. Nachdem die Einheit zwischen Empfangskonverter und 9-MHz-Nachsetzer geschaltet und in Betrieb genommen wurde, stimmt man die Filterkreise F1 und F2 wechselseitig auf maximales Rauschen ab. Der Kreis F3 ist für die Quarzfilteranpassung verantwortlich, er kann auf geringste Welligkeit im Durchlaßbereich des XF-9E abgeglichen werden.

Bei reinen SSB-Empfängern wird man statt des FM-Quarzfilters ein XF-9B vorsehen. Da dieses mit 500 Ω angepaßt werden muß, ist der Abschlußwiderstand an Anschluß Pt173 auf 20 Ω zu verkleinern. Die dadurch verursachte Verstärkungseinbuße ist in der Praxis bedeutungslos.

Der beschriebene ZF-Vorverstärker kann eine Sättigungsleistung von 500 mW abgeben. Bei einer Ausgangsleistung von 100 mW arbeitet er noch völlig linear.

9. Literatur

  1. F. Möhring: Schottky-Dioden, Wirkungsweise, Anwendungsgebiete, Daten, UKW-Berichte 12 (1972) H. 2, S. 93 - 99
  2. R. Lentz: Ein Breitband-Ringmischer mit Schottky-Dioden, UKW-Berichte 11 (1971) H. 1, S. 14 - 17
  3. J. Kestler: Analyse-Oszillator für das 2-m-Band, UKW-Berichte 13 (1973) H. 4, S. 218 - 227
  4. J. Kestler: FM-Transceiver mit 80-Kanal-Synthesizer, UKW-Berichte 12 (1972) H. 4, S. 194 - 208
  5. J. Sturm: Stehwellenverhältnis und Kabeldämpfung, UKW-Berichte 10 (1970) H. 3, S. 139 - 143

DK1OF, Joachim Kestler.