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Soll die Amateurfunk-Aktivität im 24-cm-Band zunehmen, so muß neben dem Angebot an betriebsfertig erhältlichen Geräten eine Reihe erprobter Baubeschreibungen stehen. Hier soll die folgende Konverter-Baubeschreibung eine Lücke schließen. Im Gegensatz zu früher beschriebenen Geräten sind bei diesem Empfangsumsetzer die UHF-Schaltungsteile als geätzte Streifenleitungen ausgeführt; und zwar handelt es sich um einen Ringhybrid mit Schottky-Dioden-Mischer. Die Anforderungen an Meßmittel und Mechanik-Fertigkeiten sind dadurch wesentlich geringer.
Auf der Leiterplatte befinden sich auch die Oszillatorkette und ein ZF-Vorverstärker, die wahlweise für Telefonieverkehr (1296 - 1298 MHz/28 - 30 MHz) oder für ATV-Betrieb (1252,5 MHz/48,25 MHz) ausgelegt werden können. Vorstufen und Selektionsmittel für die Signalfrequenz fehlen, um die Leiterplatte klein zu halten und weil es für den Nachbau leichter ist, nach und nach getrennte, kleinere Baugruppen herzustellen. Abschnitt 5 gibt Hinweise auf verwendbare Vorverstärker und Filter. Bild 1 zeigt einen Probeaufbau des Konverters ohne Gehäuse.
Bild 1: Konverter für das 24-cm-Band mit Schottky-Dioden-Mischer
1. Eigenschaften
| Versorgungsspannung | 12 V (-1/+2 V) |
| Betriebsstrom | ca. 30 mA |
| Durchgangsverstärkung | ca. 20 dB |
| UHF-Bandbreite | 1250 - 1300 MHz |
| ZF-Bandbreite bei 30 MHz | ca. 3 MHz |
| ZF-Bandbreite bei 50 MHz | ca. 7 MHz |
| Rauschzahl (mit Spiegelfrequenz) | ca. 7 dB |
| Abmessungen | 135 mm × 65 mm |
2. Schaltungseinzelheiten
Bild 2 zeigt das Schaltbild des Konverters. Sein Herzstück ist der StriplineRinghybrid, mit dem der Schottky-Dioden-Mischer arbeitet. Es handelt sich hierbei um einen Zweiarm-Richtkoppler, der als 3-dB-Koppler bemessen ist. Die Mischdioden sind gegensinnig gepolt, so daß sie gleichzeitig durchschalten und die Oszillatorspannung sich am Zusammenschaltpunkt der beiden Dioden auslöscht. Mit dem Nutzsignal des Oszillators wird auch sein Rauschen ausgelöscht, so daß es nicht in den ZF-Verstärker gelangt. Diese Maßnahme ergibt eine meßbare Empfindlichkeitsverbesserung. Ausführlicher wird die Ringhybrid-Schaltung in Abschnitt 6 behandelt. Messungen zeigten, daß die Verwendung von UHFSchottkydioden (zum Beispiel HP5082-2817) in diesem Konverter eine um 1,5 bis 2 dB bessere Rauschzahl ergibt als von Allzweck-Schottkydioden (wie HP5082-2800).
Bild 2: Schaltbild des 24-cm-Konverters mit Stripline-RInghybrid.
Die gewählte Mischeranordnung ergibt keine Möglichkeit, den Diodenstrom während des Betriebs zu messen. Dies ist jedoch nicht erforderlich. Zur Kontrolle beim Abgleich kann man eine der Dioden auslöten und dann den Strom der anderen Diode zwischen den Anschlußpunkten Pt6 und Pt7 messen. Diese beiden Punkte sind bei Normalbetrieb nur durch einen Kondensator überbrückt." Eine Gleichstrombrücke ist nicht erforderlich; sie würde die Dioden-Ströme stören.
Als Zwischenfrequenz-Vorverstärker ist ein Doppelgate-MOSFET eingesetzt, mit je einem Schwingkreis im Eingang und Ausgang. Koppelwicklungen passen einerseits an die Mischdioden, andererseits an das 50-Ω- oder 60-Ω-Koaxialkabel zum Empfangsnachsetzer an. Diese Stufe bestimmt die Rauschzahl des Konverters ganz entscheidend mit (1); sie wird deshalb auf Rauschanpassung, nicht auf Leistungsanpassung abgeglichen.
Ein weiteres entscheidendes Schaltungsteil für die Rauschzahl des Mischers ist der letzte Schwingkreis für die Oszillatorfrequenz. Wird die Güte des Streifenleitungskreises L6/C5 zu gering, dann steigt die Rauschzahl an. Deshalb ist L6 als Luftstreifenleitung ausgelegt. Eine geätzte Ausführung hat auf Epoxydharz-Material eine zu geringe Güte, eine teure PTFE (Teflon)-Leiterplatte sollte vermieden werden.
Der Oszillator mit dem Transistor T1 schwingt mit einem Serienresonanz-Quarz im 5. Oberton bei rund 70 MHz. Der Kollektorkreis ist auf die Quarzfrequenz abgestimmt. Die folgende Stufe mit dem Transistor T2 verdreifacht die Frequenz auf rund 210 MHz; ein Bandfilter (L2/L3) unterdrückt die unerwünschten Frequenzen. Diese ersten beiden Stufen werden mit einer auf etwa 8,5 V stabilisierten Spannung gespeist, um Frequenzänderungen durch Betriebsspannungsschwankungen zu verhindern. Die dritte Stufe (T3) verdoppelt die Frequenz, so daß nun etwa 420 MHz auftreten. Auch hier ist ein Bandfilter zur Selektion eingesetzt. Am Trimmwiderstand in der Emitterzuleitung läßt sich wie beim 70cm-Konverter DJ5XA 003(2) die optimale Oszillatoramplitude einstellen. Die vierte Stufe schließlich verdreifacht auf die Endfrequenz.
Für den Transistor T4 ist ein rauscharmer Silizium-PNP-Hochstrom-Transistor eingesetzt. Die PNP-Konfiguration erlaubt es, den Kollektorkreis unmittelbar an Masse (Minus) zu legen. Der verwendete Typ BF479 im Plastik-T-Gehäuse ist für VHF- und UHF-Fernsehtuner mit PIN-Dioden-Regelung entwickelt worden. Dabei wird die Verstärkung des Transistors selbst nicht geregelt, sondern er arbeitet mit verhältnismäßig hohem Kollektorstrom (10 bis 20 mA) und kann bei großem Intermodulationsabstand (zum Beispiel -40 dB) eine hohe Ausgangswechselspannung (beispielsweise 200 mV) abgeben. Für dieses Tunerkonzept sind auch Germaniumtypen (Siemens: AF379) auf dem Markt; ob sie sich für die vorliegende Anwendung eignen, wurde noch nicht untersucht.
3. Aufbauhinweise
Für den Aufbau des Konverters wurde die 135 mm × 65 mm große Leiterplatte DJ5XA 004 entwickelt. Sie ist beidseitig kupferkaschiert und beidseitig geätzt, aber nicht durchkontaktiert. Bild 3 zeigt die Leiterplatte mit ihrem Bestückungsplan. Die Bauelemente befinden sich auf der Seite mit dem Ringhybrid. Der Transistor T4 ist von oben auf die Leiterbahnen zu löten; sein Kollektorbändchen biegt man zur Luftstreifenleitung L6 hoch und lötet es dort an. Auch die beiden Schottky-Dioden werden von oben, also stumpf auf die Leiterbahnen gelötet. Es ist zu beachten, daß sie mit unterschiedlicher Polarität einzulöten sind, daß zum Abgleich zunächst nur eine Diode eingesetzt wird, und daß die Insel durch ein Drahtstückchen mit der Leiterbahn auf der Unterseite zu verbinden ist.
Bild 3: Leiterplatte DJ5XA 004 für den 24-cm-Empfangskonverter
Die Basis des Transistors T4 und der ZF-Punkt an den beiden Mischdioden sind mit keramischen Scheibenkondensatoren ohne Anschlußdrähte (Chip- Kondensatoren) abgeblockt. Für diese beiden Kondensatoren (Werte unkritisch) sind passende Schlitze in die Leiterplatte zu sägen. Das Eingangskoaxialkabel lötet man mit der Seele an die kurze Anschlußbahn des Ringhybrids, mit dem Abschirmgeflecht an der Unterseite der Platine an. Günstig ist es, wenn die Leiterplatte so in ein Gehäuse eingebaut wird, daß die Koaxialbuchse wie in Bild 1 unmittelbar angelötet werden kann.
Der Konverter paßt in ein Teko-Aluminium-Gehäuse der Größe 4 A. Ein maßgeschneidertes Gehäuse aus Messingblech oder aus Leiterplattenmaterial ist jedoch vorzuziehen. Die Masseflächen der Leiterplatte werden in diesem Fall ringsum mit dem Gehäuse verlötet. "Handempfindlichkeit" (Verstimmungseffekte und Verstärkungsänderungen durch Nähern der Hand) ist dann ausgeschlossen. Das Gehäuse braucht nur 30 mm - vielleicht genügen 25 mm - hoch zu sein.
3.1. Bauelemente
| T1, T2 | BF224 (TI) oder BF199 (Siemens) |
| T3 | BF223 (AEG-Tfk) |
| T4 | BF479 (SGS-ATES) |
| T5 | 40841 oder 40822 (RCA) oder anderer DG-MOSFET |
| T6 | BC107 oder anderer Si-NF-Transistor |
| D1, D2 | HP5082-2817 (Hewlett-Packard) oder andere UHF-Schottky-Dioden |
| D3 | 9,1-V-Z-Diode |
| L1 | 4,75 Wdg. versilberter Kupferdraht 0,8 bis 1 mm ø auf 5-mm-Spulenkörper mit UKW-Kern (braun) |
| L2, L3 | 2 Wdg. vers. Kupferdraht 0,8 bis 1 mm ø auf 5-mm-Dorn, freitragend eingelötet; Wickelsinn und Abstand durch Leiterplatte gegeben |
| L4, L5 | 2 Wdg. vers. Kupferdraht 0,8 bis 1 mm ø auf 4-mm-Dorn gewickelt, freitragend eingelötet; Abstand zur Platine: 3 mm |
| L6 | versilberter Messingblechstreifen 5 mm breit, 40 mm lang; kaltes Ende 5 mm umgebogen und in der Nähe von L7/L8 auf die Leiterplattenmasse gelötet. Freies Ende an Trimmer C5, dessen kalte Seite am Rande der Leiterplatte mit Masse verlötet ist. Kurzes Silberdrahtstück von der Zuleitungsbahn vom Ringhybrid senkrecht nach oben an L6 anlöten. |
| L7, L8 | 6 Wdg. / 16 Wdg. Kupfer-Lack-Draht ca. 0,3 mm ø in Spulenbausatz D 41-2165 (Fa. Vogt, Erlau über Passau) |
| L9, L10 | 16 Wdg. /4 Wdg. Draht und Spulenbausatz wie für L7/L8 |
| L11, L12 | Ferritperle mit 3,5 durchgezogenen Windungen Kupfer-Lack-Draht ca. 0,2 mm |
| L13 | 6-Loch-Kern Ferroxcube-Drossel (Valvo, Philips) |
| C1, C2 | 20 pF Keramik- oder Folientrimmer 7 mm ø (Stettner, Valvo, Dau) |
| C3, C4 | 6 pF sonst wie C1, C2 |
| C5 | 6 pF oder weniger keram. Spindeltrimmer (Valvo, Philips) |
| C6 | 100 - 1000 pF Chip-Kondensator (Stettner) |
| C7 | 10 pF Chip-Kondensator (Stettner) |
| Alle übrigen Kondensatoren | Keramikscheiben mit 5-mm-Raster |
Für alle Widerstände steht ein Raster von min. 10 mm zur Verfügung (Größe 0207)
Quarz: im Halter HC-25U für 1296-1298/28 - 30 MHz: 70,4444 MHz für 1252,5 MHz/48,25 MHz: 66,90278 MHz
Trimmpotentiometer: 500 Ω oder 1 kΩ Miniatur, stehend, Raster 5 mm/2,5 mm
4. Abgleichhinweise
Zum Abgleich der Oszillatorkette benötigt man einen Absorptionsfrequenzmesser oder einen Frequenzzähler, um nicht auf falsche Oberschwingungen abzustimmen. Der Schwingkreis mit L1 ist so abzugleichen, daß der Oszillator bei jedem Einschalten der Betriebsspannung sicher anschwingt. Die beiden Bandfilter fair 210 MHz und 420 MHz stimmt man auf maximalen Kollektorstrom der jeweils nachfolgenden Stufe ab (Drosseln L11, L12 bzw. 10-Ω-Widerstand einseitig auslöten). Einfacher ist es, wenn man sich einen einfachen Leistungsindikator anfertigt.
Der letzte Oszillatorkreis mit L6/C5 läßt sich grob abstimmen, wenn man eine der Schottky-Dioden auslötet und den Strom zwischen den Anschlußpunkten Pt6 und Pt7 anzeigt. Dabei können auch alle vorausgegangenen Einstellungen optimiert werden. Der Endabgleich des Trimmers C5 wird mit einem Empfangssignal vorgenommen.
Vorher muß nun der ZF-Vorverstärker abgestimmt werden. Zunächst genügt ein Abgleich auf Rausch- oder Signalmaximum in Bandmitte. Ohne richtigen Abschluß durch den nachgeschalteten Empfänger kann der ZF-Verstärker schwingen. Soll am Nachsetzer nichts verändert werden, so bringt ein 3-dB-Dämpfungsglied am ZF-Ausgang des Konverters Abhilfe.
Die nächsten Schritte sind der Reihe nach:
Trimmer C5 bei schwachem Signal in Bandmitte auf Signal-Maximum einstellen.
Den Trimmwiderstand in der Emitterzuleitung von T3 bei einem sehr starken Signal vom Größtwert aus so lange zu kleineren Werten verdrehen, bis keine Zunahme des Signals mehr auftritt; gleichzeitig wird das Rauschen minimal.
Nun wird wechselweise mit C5 und den anderen Oszillatorkreisen optimiert.
Abschließend ist die Spule L8 bei einem schwachen Signal - oder besser mit Hilfe eines Rauschgenerators - auf Rauschabstimmung (bestes Signal-Rauschverhältnis) abzugleichen.
5. Änderungsvorschläge
Wie die durchgerechneten Beispiele in (1) zeigen, läßt sich die technisch mögliche Empfindlichkeit einer Empfangsanlage für das 24-cm-Band mit einem Mischer allein nicht erreichen; es sind eine, besser zwei Vorverstärkerstufen erforderlich, bis die Gesamtrauschzahl hauptsächlich durch den ersten Transistor bestimmt wird. Das Gleiche rief auch Dieter Vollhardt, DL3NQ, in seinem Vortrag auf der Weinheimer UKW-Tagung 1975 in Erinnerung und schlug den Transistortyp BFR34 A (Siemens) vor. Zum Aufbau eines solchen Vorverstärkers läßt sich beispielsweise die Teflon-Leiterplatte von DJ1EE(3) verwenden.
Ebenso wichtig ist es, den Rauschbeitrag der Spiegelfrequenz durch ein Filter für die Nutzfrequenz zu eliminieren. Hiermit läßt sich ein Empfindlichkeitszuwachs von maximal 3 dB (keine Filterdämpfung für die Nutzfrequenz vorausgesetzt) erreichen. In frage kommen Koaxial- und Interdigitalfilter. Das in (4) beschriebene interdigitale Bandpaßfilter hat eine Bandbreite von 50 bis über 100 MHz - je nach Einstellung. Es ist deshalb bei einer Zwischenfrequenz von 28 MHz kaum in der Lage, die Spiegelfrequenz (1324 MHz) wirksam zu unterdrükken. Zumindest müßte das Filter so abgeglichen werden, daß der Empfangsfrequenzbereich ganz am oberen Ende des Durchlaßbereichs liegt. Aus diesem Grund ist eine Zwischenfrequenz im Bereich von 70 MHz oder 100 MHz günstiger.
5.1. ATV-Betrieb
Für das Amateurfernsehen im 24-cm-Band wird der Bildträger bei 1252,5 MHz auf die Frequenz 48,25 MHz (Kanal 2) umgesetzt. Dazu ist eine Überlagerungsfrequenz von 1204,25 MHz erforderlich; geteilt durch 18 errechnet sich daraus eine Quarzfrequenz von 66,902777 MHz.
An der Oszillatorkette des Konverters sind keine Änderungen nötig. Lediglich die Schwingkreise des ZF-Vorverstärkers sind umzudimensionieren: L7/L8: 4/10 Wdg. Draht und Spulenbausatz wie in Abschnitt 3.1. L8/L10: 10/4 Wdg. Draht und Spulenbausatz wie in Abschnitt 3.1.
5.2. Höhere ZF
Soll die Zwischenfrequenz bei 70 MHz, 100 MHz oder 144 MHz liegen, so sind außer den anderen Quarzfrequenzen an der Oszillatorkette höchstens minimale Änderungen erforderlich. Die beiden ZF-Spulen sind dann auf 5-mm-Spulenkörper in Abschirmgehäusen zu wickeln. Dabei sollten die Windungszahl-Verhältnisse zwischen Koppelwicklung und Schwingkreiswicklung etwa beibehalten werden.
Unter Umständen muß der Kondensator C7 noch kleinere Werte bekommen.
5.3. Sendemischer
Die Leiterplatte DJ5XA 004 läßt sich auch als Sendemischer verwenden. Dazu wird der ZF-Vorverstärker weggelassen und das Sendesignal niederohmig am Verbindungs-Punkt der Mischdioden eingespeist. Das Nutzsignal und die Spiegelfrequenz erscheinen am ursprünglichen Antenneneingang. Auf den Mischer sollte unbedingt ein Filter folgen.
Der Oszillatorpegel sollte etwa 7 dBm (5 mW), und das Sendesignal 0 dBm (1 mW) betragen. Damit erzielt man eine Ausgangsleistung von etwa 0,1 mW (-10 dBm). Mit leistungsfähigeren Dioden lassen sich bei höheren Ansteuerungspegeln auch höhere Ausgangsleistungen erzielen. Die Versuche des Verfassers beschränkten sich auf den Diodentyp HP5082-2800.
6. Anhang
6.1. Zur wahl der Mischerschaltung
Das Rauschen eines Schottky-Dioden-Mischers setzt sich zusammen aus dem Schrotrauschen(1) des Schottky-Übergangs und dem Wärmerauschen(1) des Dioden- Bahnwiderstandes im Signalfrequenzband und im ZF- Band. Rauschkomponenten des Bahnwiderstandes im Spiegelfrequenzband werden ebenfalls in die Zwischenfrequenz umgesetzt, wenn der Mischer nicht für die Spiegelfrequenz gesperrt wird. Dies kann durch lose angekoppelte Resonatoren für die Spiegelfrequenz geschehen(5).
Neben den genannten Rauschbeiträgen der Schottky-Diode kann auch das Rauschen des Überlagerungsoszillators die Empfindlichkeit des Mischers verschlechtern. Kein Oszillator ist ganz frei von spontanen Schwankungen der Frequenz und der Amplitude, so daß er statt einer diskreten Frequenz ein Spektrum von Frequenzen erzeugt. Je nach Güte des Oszillators nimmt die Hüllkurve dieses Spektrums mit wachsendem Abstand von der Mittenfrequenz mehr oder weniger schnell ab.
Komponenten, die im Abstand der Zwischenfrequenz von der Mittenfrequenz liegen (also im Empfangsfrequenz- und im Spiegelfrequenzband), werden im Mischer ebenso auf die ZF umgesetzt wie die Signalfrequenz. Sie überlagern sich dem Signal als Rauschstörung. Besonders bei niedrigen Zwischenfrequenzen kann dieser Rauschbeitrag sehr hoch sein, weil das Rauschspektrum des Überlagerungsoszillators in so geringem Abstand von der Mittenfrequenz noch nicht weit abgefallen ist.
Um die Rauschstörung vom Überlagerungsoszillator zu vermindern, kann man sein Spektrum durch schmalbandige Filter einengen. Dies erfordert allerdings Resonatoren mit sehr hoher Güte, also Leitungs- oder Hohlraumresonatoren. Dieser Aufwand kann durch Mischerschaltungen umgangen werden, die mit zwei oder vier gleichen Dioden symmetrisch oder gegensymmetrisch aufgebaut sind, und deshalb das Rauschen des Überlagerungsoszillators unterdrücken(5).
Die einfachste Schaltung dieser Art ist der sogenannte Gegentaktmischer. Um ihn in einem Zweig mit der Summe und im anderen mit der Differenz von Signal-und Überlagerungsoszillator auszusteuern, verwendet man bei höheren Frequenzen 3-dB-Richtkoppler. Bild 4 zeigt einen Zweiarm-Richtkoppler, der als 3-dBKoppler bemessen, und wegen einfacher Form und verhältnismäßig unkritischer Abmessungstoleranzen bis zu sehr hohen Frequenzen billig herzustellen ist.
Bild 4: Zweiarm-Richtkoppler als 3-dB-Koppler
Seine Wirkungsweise ist folgendermaßen zu verstehen:
Eine Welle, die auf der oberen Leitung von 1 nach 2 läuft, koppelt zuerst über den Querarm 1-3 auf die Leitung 3-4 über, und regt dort eine vor- und eine rücklaufende Welle an. Dann koppelt die Welle von 1 nach 2 auch noch über den Querarm 2-4 auf die Leitung 3-4 über und regt bei 4 nochmals eine vor- und eine rücklaufende Welle an. Die beiden vorlaufenden Wellen sind bei 4 in Phase, weil sie gleichlange Wege auf den Längs- und Querleitungen gewandert sind. Die beiden rücklaufenden Wellen sind jedoch bei 3 in Gegenphase, denn die Komponente über 2-4 hat einen Umweg von λ/2 gegenüber der Komponente von 1 direkt nach 3 gemacht. Bei richtiger Belastung der Enden 2 und 4 heben sich diese Komponenten gerade auf, so daß die Richtwirkung vollkommen und Punkt 3 von Punkt 1 entkoppelt ist.
Die Wellenwiderstände und Abschlüsse für die Anordnung in Bild 4 werden so gewählt, daß nicht nur 3 von 1 entkoppelt, sondern auch eine bei 1 einfallende Welle gerade auf 2 und 4 halbiert wird, wie es vom idealen 3-dB-Koppler gewünscht wird.
Die Anpassung der Mischdioden ist in der Praxis immer nichtideal. Dadurch wird in der Anordnung nach Bild 4 ein Teil der Leistung des Überlagerungsoszillators von den Punkten 2 und 4 reflektiert und am Punkt 1 an die Antenne abgegeben. Um dies zu verhindern, kann man zwischen dem Zweiarm-Richtkoppler und einer der beiden Dioden einen 90-Grad-Phasenschieber in Form einer λ/4-Leitung einfügen. Bei gleicher Fehlanpassung der Dioden löscht sich dann die Oszillatorwelle an Punkt 1 aus. In dieser Form wurde die Mischerschaltung auf der Leiterplatte DJ5XA 004 realisiert.
6.2. Dimensionierung des Stripline-Ringhybrids
Anhand von Bild 5 soll der prinzipielle Rechnungsgang kurz erläutert werden. Die eigentlichen Unterlagen für die Berechnung der Streifenleitungen sind in (6) zu finden.
Bild 5: Der im Konverter verwendete Ringhybrid
Zunächst besteht das Anpassungsproblem der beiden Mischdioden, die zu je 50 Ω angenommen werden (von der Aussteuerung durch den Oszillator abhängig), an den Antenneneingang. Denkt man sich einen Kurzschluß in die OszillatorfrequenzEinspeisung, so sind L2 und L3 einseitig kurzgeschlossene λ/4-Leitungen und dürfen aus der Betrachtung fortgelassen werden. Da die gegensinnig geschalteten Dioden gleichzeitig durchschalten, stellen sie eine Last von 25 Ω dar, und L1 muß den Eingang fe mit 50 Ω an 25 Ω anpassen. Der Wellenwiderstand von L1 ist also
Andersherum sieht auch der Oszillatoreingang bei kurzgeschlossenem Signalfrequenz-Eingang eine Last von 25 Ω (der Widerstand der einen Diode ist über 2 × λ/4 = λ/2 der anderen Diode parallel geschaltet). Demnach muß auch L2 eine 35-Ω-Leitung sein. Die Leitungen L3, L4 und L5 müssen 50-Ω-Leitungen sein, damit Anpassung besteht.
Um die Abmessungen des Hybrids festzulegen, gehen wir von einer Betriebswellenlänge von 235 mm, entsprechend 1276,6 MHz (Bandmitte) aus.
Mit Xo = Wellenlänge im freien Raum und Xs = Wellenlänge auf der Streifenleitung, also is = Xo × Vk errechnen wir dann: λ0/4 = 235 mm/4 = 58,75 mm.
Bei Glasfaser-Epoxidharz-Leiterplatten von 1,5 mm Dicke ist Vk = 0,515 bei 50-Ω-Leitungen und Vk = 0,50 bei 35-Ω-Leitungen.
Somit sind die 50-Ω-Leitungen bei 2,5 mm Breite 30,2 mm lang, und die 35-Ω-Leitungen bei 4,5 mm Breite 29,4 mm lang.
7. Literatur
- Lentz, R.: Rauschen in Empfangsanlagen, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 3, S. 164 - 180
- Lübbe, B.: Ein vielseitiger 70-cm-Konverter mit Schottky-Dioden-Mischer, UKW-Berichte 14 (1974) Heft 4, S. 223 - 229
- Hupfer, K.: Antennenverstärker für das 23-cm-Band in Streifenleitungstechnik, UKW-Berichte 11 (1971) Heft 4, S. 220 - 223
- Griek, R.: Interdigitales Bandpaßfilter für das 24-cm-Band, UKW-Berichte 10 (1970) Heft 1, S. 38 - 41
- Unger/Harth: Hochfrequenz-Halbleiterelektronik S. Hirzel-Verlag, Stuttgart 1972, S. 204 ff
- Schumacher, W.: Dimensionierung von Streifenleitungskreisen in "Mikrostrip"-Technik, UKW-Berichte 11 (1971) Heft 4, S. 206 - 219 und 12 (1972) Heft 1, S. 9 - 20
DJ5XA, Bodo Lübbe.
Hinweise - Verbesserungen - Änderungen
Die folgenden Verbesserungshinweise zum 24-cm-Konverter DJ5XA 004 wurden aus Zuschriften von DJ4LB, DK1PN und DJ5XA zusammengestellt. Sie sind ungewöhnlich umfangreich; nicht weil so viele Fehler in der ursprünglichen Baubeschreibung sind, sondern weil die Hinweise allgemein interessante Erkenntnisse über UHF-Frequenzaufbereitungen vermitteln. Die Änderung der Frequenzfolge und der Einsatz des Stripline-Transistors BFW92 sind nicht unbedingt erforderlich, diese Maßnahmen schaffen aber Leistungsreserve.
Eine Untersuchung am Spektrumanalysator hat gezeigt, daß Ein- und Ausgangskreis der letzten Oszillatorstufe mit T4 (BF479) falsch dimensioniert sind. Das Nutzsignal erhält beim Durchdrehen von C4 kein Maximum, ganz gleich welchen Typ und welche Kapazität man für C4 wählt. Es entstehen nur eine Menge Nebenträger, die einen höheren Diodenstrom zur Folge haben, was man für eine Resonanzstelle hält. Scheinbar wird mit einer solchen Abstimmung auch die am Rauschgenerator gemessene Empfindlichkeit höher - aber je mehr (Neben-) Empfangsstellen der Konverter bekommt, desto mehr Rauschleistung nimmt er aus dem Rauschgenerator auf. Dem Nutzsignal kommt dies nicht zugute. Auch der Ausgangskreis L6 / C5 läßt sich nicht ohne weiteres auf Resonanz bringen.
Die Funktion der Frequenzaufbereitung läßt sich überprüfen, indem man nur eine der Mischdioden einbaut und ihren Strom mißt. Der Antenneneingang wird mit 50 Ω abgeschlossen, und einmal der Strom von D1 und dann der Strom von D2 gemessen. Sind die Ströme (Stromrichtung in D1 umgekehrt wie in D2) sehr unterschiedlich (1 : 20 oder mehr), so liegt die Injektionsfrequenz weit vom Sollwert ab - etwa bei 840 MHz statt bei 1260 MHz - weil der Ringhybrid für die Frequenz falsch ist. Die folgenden Änderungsvorschläge erleichtern das Erzeugen der richtigen Harmonischen, und reduzieren zudem den Nebenwellengehalt des Injektionssignals.
1. Für T3 (original BF223) setzt man einen Typ mit höherer Grenzfrequenz ein, und läßt ihn als Frequenzverdreifacher arbeiten. Die Stufe mit T4 verdoppelt anschließend auf die Endfrequenz. Die Frequenzen sind nach dieser Änderung (rund): 70 - 210 - 630 - 1260 MHz. Es eignet sich der BFR90 (BFR34A) oder der BFW92, der auf der Platinenunterseite direkt auf die Leiterbahnen gelötet wird.
2. Die Spulen L4 und L5 sollten folgendermaßen aussehen: Bügel aus versilbertem Kupferdraht 0,8 mm ø, nach Bild 6a, in die für diese Spulen ursprünglich vorgesehenen Löcher gesteckt. Die Anordnung (schräg zueinander) ergibt gerade die richtige Kopplung.
Bild 6a.
3. Serienkreis L5 / C4 nach Bild 6b in einen Parallelkreis umwandeln. Dazu die gedruckte Verbindung von C4 zu L5 auftrennen, das heiße Ende von C4 mit einem kurzen Stückchen Metallfolie mit dem heißen Ende von L5 verbinden, und das kalte Ende von L5 an Masse legen.
Bild 6b.
Emitter-Anschlußfahne von T4 freitragend nur mit dem 100-Ω-Widerstand und einem zusätzlichen Koppel-Kondensator von 0,3 bis 0,6 pF verbinden; anderes Ende dieses Kondensators oben am U-förmigen Bügel des Parallelkreises L5 / C4 anlöten.
4. Leitungskreis mit L6 nach Bild 2 ändern:
Gesamtlänge vor dem Biegen auf ca. 25 mm reduzieren, am Fußpunkt von L6 einen Schlitz in die Platine sägen, den Blechstreifen L6 durchstecken, und oben und unten verlöten.
Bild 7.
Für den Trimmer C5 (möglichst verlustarm, am besten mit Glasdielektrikum) ein Loch 10 mm vom Platinenrand entfernt bohren, und die schutzlackierte Massefläche um die Bohrung herum verzinnen, um bei einem Schraubtrimmer eine einwandfreie Masseverbindung und Durchkontaktierung sicherzustellen.
5. Die neuartigen Folientrimmer haben ein großes Kapazitäts-Variationsverhältnis, daher ist ein Abstimmen der Frequenzvervielfacher auch auf falsche Harmonische möglich. Wer keinen Frequenzmesser zur Verfügung hat, sollte die Spulenabmessungen genau einhalten, und die Einstellung der Folientrimmer beachten:
C1 und C2 sind bei 210 MHz etwas mehr als zur Hälfte eingedreht (bei etwa 1/3 des gut sichtbaren Drehwinkels erfolgt Vervierfachung); C3 ist ca. 1/3, C4 ungefähr 1/4 eingedreht.
Man gleicht alle Schwingkreise und den Emitterwiderstand von T3 auf größten Strom einer Mischdiode ab - es sind ca. 1,5 mA erreichbar. Dann wird die zweite Mischdiode eingelötet und Pt 6 mit Pt 7 UHF-mäßig verbunden.
Bei Signalempfang im 23-cm-Band stellt man mit C5 Rauschminimum ein; den Emitter-widerstand von T3 dreht man nach größeren Widerstandswerten hin, bis Rauschminimum erreicht ist.
6. Nach diesen Änderungen ergibt sich für die Frequenzen 630 MHz und 1890 MHz ein Abstand von 26 dB. Die Selektion dieser Frequenzen erfolgt nur in dem Einzelkreis L6 / C5. Die Nebenwellen im Abstand von 70 MHz beziehungsweise 210 MHz im Spektrum der Injektionsfrequenz sind infolge der Bandfilterkopplungen 46 dB schwächer als das Nutzsignal.
7. Für ATV-Betrieb mit direkter Umsetzung in die Norm-Zwischenfrequenz 38,9 MHz (zu empfehlen für exponierte Standorte, wo die Kanäle 2, 3 und 4 in Band I von Fernseh-Rundfunksendern belegt sind) sind folgende Änderungen erforderlich:
Quarzfrequenz: (1252,5 MHz + 38,9 MHz) : 18 = 71,7444 MHz
L7, L8: 5/13 Wdg.; L9, L10: 13/3 Wdg.
Verwendet man diesen Konverter für 23-cm-ATV und verlegt die ZF auf 38,9 oder 50 MHz, so kann der Abblockkondensator C7 mit der Koppelwicklung L7 einen Serienresonanzkreis in diesem Frequenzbereich bilden. Durch feste Kopplung mit L8 entsteht ein Bandfilter mit, sehr weit auseinander liegenden Höckern, so daß kein eindeutiges Maximum zu finden ist. Ein Schaltungsvorschlag mit geänderter Anpassung und mit dem modernen Transistortyp BF900 wird gegen adressierten Frei-Umschlag vom Verlag zugeschickt.
DJ4LB