Rob's web

Ein Spektrumanalysator für Amateure

Home - Techniek - Electronica - Radiotechniek - Radio amateur bladen - UKW-Berichte - Ein Spektrumanalysator für Amateure

---

Nach einem Vortrag auf der VHF-UHF-Tagung 1976 in München

Spektrumanalysatoren sind wegen ihrer vielfältigen Einsatzmöglichkeiten in der HF-Meßtechnik unentbehrlich geworden. Bei Schmalbandbetrieb können sie beispielsweise Rauschseitenbänder, Modulationsgrad und -eigenschaften, sowie aussteuerungsabhängige Verzerrungen, wie vor allem Intermodulation zeigen; im Breitbandbetrieb lassen sich Ober- und Nebenwellen über einen sehr weiten Frequenz- und Pegelbereich gleichzeitig, und deshalb übersichtlich darstellen. Vor allem wegen dieser Übersichtlichkeit der Darstellung haben sich Spektrumanalysatoren gegenüber den lange eingeführten selektiven Spannungsmessern trotz des hohen Preisunterschieds schnell durchgesetzt.

In Amateurfunkkreisen genießen Spektrumanalysatoren einen besonderen Ruf, weil sich damit erstmals anschaulich und eindrucksvoll alle erwünschten und vor allem alle unerwünschten Frequenzen die ein Sender, Oszillator oder Frequenzvervielfacher erzeugt, zeigen lassen. Zugang zu haben zu einem professionellen oder selbstgebauten Spektrumanalysator ist deshalb verständlicherweise ein vielfach gehegter Wunsch. Schließt man in bezug auf Frequenzbereich, Dynamikumfang und Meßgenauigkeit Kompromisse, so ist ein Eigenbau durchaus möglich. Diese Beschreibung will einen Lösungsweg zeigen, ohne Kochrezept zu sein.

1. Meßprinzip

Die Amplitude einer elektrischen Schwingung (NF, HF) läßt sich in Abhängigkeit von der Zeit (time domain measurement) durch ein Oszilloskop, oder in Abhängigkeit von der Frequenz (frequency domain measurement) durch einen Spektrumanalysator darstellen. Wie beide Meßbeziehungsweise Darstellungsarten zusammenhängen, zeigt Bild 1 anschaulich in dreidimensionaler Form. Die einfachste Ausführung eines Spektrumanalysators wäre demnach ein Schwingkreis mit nachfolgendem Gleichrichter, dessen Resonanz über den interessierenden Frequenzbereich abgestimmt wird; und zwar synchron mit der Ablenkung des die gleichgerichtete Spannung anzeigenden Oszilloskops. Wegen zu kleinem Abstimmbereich, zu geringer Selektion, und weil sich Selektion und Anpassung über den Abstimmbereich nicht konstant halten lassen, ist jedoch ein höherer Aufwand erforderlich:

Spektrumanalysatoren sind im Prinzip gewobbelt abgestimmte Überlagerungsempfänger mit hochselektivem ZF-Teil als "Empfangsfenster" und Darstellung der Amplituden auf dem Schirm einer Elektronenstrahlröhre oder auf einem Schreiber.

Bild 1: Zwei sinusförmig verlaufende Spannungen, dargestellt in Zeitebene und Frequenzebene

2. Prinzipschaltung

Bild 2: Grundprinzip eines Spektrumanalysators

Bild 2 zeigt als erste Annäherung an einen Spektrumanalysator (S.A.) die Prinzipschaltung eines Einfachsupers mit Eichteiler und Tiefpaßfilter im Eingang; seine Überlagerungsfrequenz wird von einem Sägezahngenerator rhythmisch durchgestimmt, synchron dazu erfolgt die Ablenkung in der X-Richtung auf dem Schirm der Elektronenstrahlröhre. Solche Anordnungen sind auch als "Panorama-Sichtgeräte" bekannt. Ein Meßgerät Spektrumanalysator soll jedoch die folgenden Mindestanforderungen erfüllen:

• Geeichte Darstellung der Amplitude (Y-Richtung), und zwar wahlweise in linearem und logarithmischem Maßstab.
• Einstellbare, geeichte Darstellungsbreite auf der Frequenzachse (X-Richtung), mit einblendbaren Frequenzmarken zur Orientierung;
• wählbare Filterbandbreite in der ZF für unterschiedliche Auflösung;
• veränderbare, geeichte Dämpfung vor dem Meßeingang mit definiertem, realen Eingangswiderstand über den zu verarbeitenden Frequenzbereich.

In dem ersten der oben aufgeführten Punkte unterscheidet sich der S.A. besonders deutlich vom Panorama-Empfänger, der im allgemeinen nur einen gewöhnlichen, geregelten ZF-Verstärker besitzt, mit all seinen Regelzeitkonstanten-Problemen. Der ungeregelte, logarithmische ZF-Verstärker des S.A. ist das entscheidende Kernstück dieser Beschreibung.

Bei modernen Industriegeräten beträgt der auf der Y-Achse darstellbare Amplitudenbereich etwa 100 dB; dieser Dynamikbereich kann jedoch bei der Darstellung von Frequenzspektren nicht voll genutzt werden, weil der Intermodulationsabstand der (ersten) Mischstufe kaum über 70 dB zu bringen ist. Der Dynamikumfang wird jedoch durch den vorgeschalteten Eichteiler vergrößert. Der Eichteiler gestattet es auch, Übersteuerung der Mischstufe zu erkennen: Wenn man die Dämpfung um beispielsweise 10 dB erhöht, und auf dem Bildschirm wird eine Spektrallinie um mehr als 10 dB kleiner, so liegt Übersteuerung vor. Die durch Übersteuerung im Meßgerät selbst erzeugten Spektrallinien folgen Dämpfungsänderungen stets nichtproportional.

Der erwünschte große Arbeitsbereich eines S.A. verbietet abgestimmte Schwingkreise vor der ersten Mischstufe. Als Ausweg wird die erste Zwischenfrequenz über die höchste vorkommende Empfangsfrequenz gelegt (etwa doppelt so hoch), und durch einen vorgeschalteten Tiefpaß Nebenempfang vermieden. So wird die Spektrumanzeige eindeutig. Die nachfolgende Mischstufe verwendet einen Breitband-Ringmischer in 50-Ω-Technik.

Wegen der hohen ersten ZF muß zum Erreichen der erforderlichen Selektivität mehrmals her-untergemischt werden. Als ZF-Filter für die Hauptselektion kann man vorteilhaft Quarzfilter einsetzen. Da jedoch beim Analysatorbetrieb jede einzelne Spektrallinie über den Durchlaßbereich (des) der Filter(s) gleitet, muß auf das Einschwingverhalten geachtet werden. Je schmaler und steilflankiger die Filter sind, desto langsamer muß abgetastet werden.

3. Amateurausführung eines Spektrumanalysators

Um ein Konzept für die Amateurausführung eines S.A. zu finden, wurde von folgenden Überlegungen ausgegangen:

Die Hauptaktivitäten liegen in den Frequenzbereichen von 0,5 bis 60 MHz und 120 bis 180 MHz. In diesen Bereichen liegen die meisten Amateurbänder, Oszillator- und Zwischenfrequenzen. Die UHF-Bänder können mit Mischern auf einen dieser beiden Frequenzbereiche abgemischt werden.

Wählt man nun als Zwischenfrequenz 60 MHz, so kann man mit einem Überlagerungsoszillator von 60 bis 120 MHz zwei Empfangsbereiche überstreichen: durch "Überlagerung" wird der Bereich von (theoretisch) 0 bis 60 MHz, und durch "Unterlagerung" der Bereich von 120 bis 180 MHz überstrichen. Zur Auswahl des empfangenen Seitenbandes wird dem Mischer ein mehrgliedriges Hoch- beziehungsweise Tiefpaßfilter vorgeschaltet. Allein diese Pässe sind für die Spiegelempfangsstellen-Unterdrückung maßgeblich.

Um preisgünstige 10,7-MHz-Quarzfilter verwenden zu können, wurde das Gerät als Doppelüberlagerungs-Empfänger konzipiert (Bild 3). Für den 1. Oszillator sind bei einer 2. ZF von 10,7 MHz die Frequenzen 70,7 und 49,3 MHz möglich. Da letztere in den einen Empfangsfrequenzbereich fällt, wurde 70,7 MHz gewählt.

Bild 3: Blockschaltbild eines selbstgebauten Spektrumanalysators

In der schmalbandigen Selektionsstufe wurde ein 10,7-MHz-FM-Quarzfilter mit 15 kHz Bandbreite eingesetzt. Für eine noch kleinere Meßbandbreite kann ein Telefonie-Quarzfilter mit 2,1 kHz Bandbreite in Reihe mit dem FM-Quarzfilter eingefügt werden. Die höhere Dämpfung gleicht man durch einen zusätzlichen Verstärker aus. Für breitbandige Darstellung wird das Quarzfilter umgangen.

Der Auflösungsbandbreite sind durch die Stör-FM des Überlagerungsoszillators nach unten Grenzen gesetzt. Für sehr schmalbandige Messungen wäre es allerdings möglich, den 1. Oszillator alle 1 MHz zu rasten und den 2. Oszillator um ± 0,5 MHz zu wobbeln.

Zur mechanischen Ausführung sei generell soviel gesagt, daß auf die bewährte Blechkammer-Bauweise zurückgegriffen wurde, da nur so die volle Selektion des Quarzfilters ausgenutzt werden kann. So konnte auch die einzige Nebenempfangsstelle, nämlich die doppelte 2. ZF (21,4 MHz), um mehr als 100 dB gegenüber dem maximalen Anzeigepegel unterdrückt werden. Das Herz des Geräts, der logarithmische Verstärker, wurde auf einer Leiterplatte aufgebaut. Er wird - um den Nachbau zu erleichtern - ausführlicher beschrieben.

3.1. Schaltungsbeschreibung

Wegen des großen Umfangs werden die Funktionsgruppen des S.A. einzeln dargestellt und besprochen. Das Sichtgerät mit seinen Verstärkern, der Sägezahngenerator und das Netzteil werden allerdings nicht näher beschrieben.

3.1.1. Eingangsteil

Das Eingangsteil besteht aus einem geeichten Dämpfungsglied (schaltbar oder kontinuierlich einstellbar wie z.B. "Preh-Regler."), einem Tiefpaß mit einer Grenzfrequenz von 60 MHz, einem Bandpaß mit einem Durchlaßbereich von 120 bis 180 MHz, dem zugehörigen zweipoligen Umschalter, und einem Schottky-Dioden-Breitband-Ringmischer. Bild 4 zeigt die Schaltung dieser Baugruppe. Im Gegensatz zum besprochenen Prinzip wurde für den oberen Meßfrequenzbereich ein Bandpaßfilter eingesetzt, um Störungen durch Oberwellen zu vermeiden. Es ist wichtig, daß alle drei Anschlüsse des Ringmischers reelle Abschlußwiderstände haben. Für den ZF-Ausgang wurde ein für die ZF selbst hochohmig wirkender Abschluß eingesetzt, indem der auf die 1. ZF abgestimmte Parallelschwingkreis den eigentlichen Abschlußwiderstand von 56 Ω für die ZF selbst abtrennt. So wird die Verstärkung für die Nutzfrequenz höher. Die Auskopplung zur nächsten Baugruppe ist in Form eines Serienresonanzkreises selektiv ausgeführt. Als Umschalter für die Eingangsfilter lassen sich gut zwei Reed-relais oder zwei Miniatur-Relais RH-12 verwenden.

Bild 4: Schaltung der Eingangsfilter und des 1. Mischers

3.1.2. Erste Zwischenfrequenz, zweiter Mischer, Quarzfilter

Die Schaltung dieser Baugruppe zeigt Bild 5. Die erste ZF von 60 MHz gelangt an einen Tiefpaß mit einer Grenzfrequenz von etwas über 60 MHz. Für die Spiegelfrequenz 60 MHz + 2 × 2. ZF = 81,4 MHz ist eine Sperre eingebaut (Resonanz der Induktivitäten mit den 66-pF-Kondensatoren), welche die Sperrdämpfung für diese kritische Frequenz auf über 40 dB erhöht. Darauf folgt ein Helical-Bandpaßfilter, das durch kapazitive Kopfkopplung auf eine Bandbreite von 1 MHz eingestellt ist. Wird auf die einleitend erwähnte Schmalband-Darstellung durch Wobbeln des 2. Oszillators verzichtet, so kann das Helical-Filter auf eine Bandbreite von etwa 200 kHz eingestellt werden. Diese vermindert die Gefahr, daß an der 2. Mischstufe Intermodulationsprodukte entstehen.

Bild 5: Schaltung von 1. ZF-Stufe, 2. Mischer und Filterumschaltung

Als 2. Mischer ist ein DG-MOSFET eingesetzt, dessen hochohmiger Eingang ein geringes Hochtransformieren der ersten ZF-Spannung erlaubt. Die Koaxialverbindung vom 2. Oszillator ist mit einem 56-Ω-Widerstand abgeschlossen, so daß die Leitung beliebig lang sein darf. Dieser Widerstand macht Gate 2 auch für die 2. ZF niederohmig, um Gegenkopplung zu vermeiden. Die besten Intermodulationseigenschaften wurden bei dem angegebenen Oszillatorpegel von 0,5 V (Effektivwert) mit einem Sourcewiderstand von 10 Ω erreicht.

Der Drainkreis filtert die 2. ZF von 10,7 MHz aus, und transformiert auf den für das Quarzfilter notwendigen Widerstand (hier 2 kΩ) herunter. Über einen Diodenschalter wird wahlweise das Quarzfilter oder ein anderes Selektionsmittel eingeschaltet. Im Schaltbild ist nur eine Breitbanddrossel zur Ableitung der Diodenströme gezeigt; stattdessen kann man ein mehrkreisiges Filter mit einer Bandbreite von beispielsweise 100 kHz einsetzen. Im Mustergerät wurde in Breitbandstellung die Eigenselektiqn des 10-kreisigen ZF-Verstärkers ausgenutzt.

Wichtig ist, daß die Selektion von 100 dB nicht durch ungeeigneten Aufbau oder durch den Diodenschalter verschlechtert wird. Das Quarzfilter muß deshalb in Blechkammern eingebaut werden. Die Dioden vom Typ BA182 sind Schaltdioden für die Bereichsumschaltung von Fernsehtunern für den FS-Bereich Ill; sie werden von fast allen europäischen Firmen hergestellt. Die Gleichströme der Schaltdioden dürfen nicht über das Quarzfilter geleitet werden, weil die Ringkernübertrager im Filter bei magnetischer Sättigung Nichtlinearitäten darstellen können. Für die Diodenstromzuführung sind deshalb Feststoffdrosseln von rund 100 µH (Wert unkritisch) eingesetzt.

Den Dämpfungsunterschied zwischen den verschiedenen Selektionsmitteln gleicht ein Serienwiderstand (hier 56 Ω) aus; eine Verstimmung des Drainkreises wird durch eine zuschaltbare Kapazität (hier 47 pF) verhindert.

3.1.3. Erster Oszillator

Bild 6 zeigt die Schaltung des 1. Oszillators, der von der Spannung des Sägezahngenerators im Sichtgerät abgestimmt wird. Um einen Abstimmbereich von 1 : 2 (60 bis 120 MHz) zu erreichen, ist es erforderlich, den Oszillatorschwingkreis mit möglichst geringer Anfangskapazität zu dimensionieren und aufzubauen. Durch Parallelschalten von 10 Stück UHF-Abstimmdioden des Typs BB105 gelang es, den großen Frequenzbereich zu überstreichen. Um dabei die Amplitude einigermaßen konstant zu halten, wurden in den Rückkopplungsweg frequenzabhängige Korrekturglieder eingefügt. Ein Feldeffekt-Transistor (FET) in Gate-Schaltung erwies sich als vorteilhaft in bezug auf Frequenzstabilität und Rauschen. Brumm- und Rauschspannungen müssen von dieser Stufe unbedingt ferngehalten werden, weil für eine Frequenzänderung von 1 kHz nur 330 µV erforderlich sind.

Bild 6: Schaltung des VCO für 60 bis 120 MHz

Auf den Oszillator selbst folgen zwei Verstärkerstufen. Die Spannungsverstärkerstufe ist mit dem folgenden Impedanzwandler gleichspannungsgekoppelt. Der 10-Ω-Widerstand verhindert UHF-Schwingungen. Das Tiefpaßfilter hat eine Impedanz von etwa 50 Ω, und eine Grenzfrequenz von etwas über 120 MHz.

3.1.4. Zweiter Oszillator

Der zweite Oszillator ist ein Quarzoszillator, der zum Wobbeln in der ZF-Ebene als LC-Oszillator umgeschaltet werden kann. Ein 70,7-MHz-Quarz wird in einer Buttler-Schaltung mit FETs im 3. Oberton erregt (Bild 7). In dieser Schaltung können Quarze bis 200 MHz sauber zum Schwingen gebracht werden. Die Quarzhalter-Kapazität muß allerdings neutralisiert werden, wozu LN dient. Über eine mit Bandfiltern ausgestattete Trennstufe gelangt das auf etwa 0,5 V an 50 Ω verstärkte Signal an die 2. Mischstufe. Die Bandfilter gleicht man auf eine Bandbreite von etwa 1 MHz ab.

Bild 7: Schaltung des 2. Oszillators (70,7 MHz)

Zum Wobbeln wird der Quarz beziehungsweise sein Serienresonanzwiderstand über Schaltdioden durch einen 30-Ω-Widerstand ersetzt, und der Drainkreis mit einer Kapazitätsdiode abgestimmt. Falls der Sägezahn für ein schmalbandiges und steilflankiges ZF-Filter zu schnell läuft, kann man die Abstimmung von Hand vornehmen, indem man ein Potentiometer dreht. Es ist klar, daß die Elektronenstrahlröhre ein Nachleuchttyp sein muß.

3.1.5. Logarithmischer ZF-Verstärker

Der ZF-Verstärker mit seiner Verstärkungsregelung ist eine der wichtigsten Baugruppen. Jeder Amateur klagt über die Anzeigefehler seines Stations-S-Meters. Ideal wäre eine logarithmische Anzeige, die man direkt in dB eichen kann. In manchen Geräten wird dies über die automatische Verstärkungsregelung angestrebt. In dynamisch abgestimmten Geräten, wie Spektrumanalysatoren, treten wegen der Einschwingzeiten der Regelschaltung Schwierigkeiten auf.

Diese Probleme entfallen, wenn man als ZF-Verstärker einen sogenannten Kettengleichrichtungsverstärker verwendet. Das Prinzip ist in der Meßtechnik bekannt. Vom Verfasser wurde ein 10stufiger Verstärker für 10,7 MHz nach diesem Prinzip entwickelt (Bild 8). Der Verstärker besteht aus zehn gleichen Stufen mit einstellbarer, definierter Verstärkung. Jede einzelne Stufe besitzt einen Selektionskreis für die Arbeitsfrequenz und eine HF-Gleichrichterschaltung (Bild 9). Die Verstärkung jeder Stufe wird auf 10 dB eingestellt.

Bild 8: Prinzipschaltbild des log.-lin.-ZF-Verstärkers für 100 dB

Bild 9: Einzelne 2F-Verstärkerstufe für den log: lin.-ZF-Verstärker (10,7 MHz)

Die Logarithmierung erfolgt durch Addition der Gleichrichterströme von den 10 Verstärker-stufen. Geht man davon aus, daß ohne Eingangssignal keine Gleichrichtung stattfindet (vom Grundrauschen abgesehen), dann ist die Anzeige Null. Wird nun eine HF-Spannung angelegt, die über dem Grundrauschen liegt (ca. 1 µV), so beginnt die 10. Stufe gleichzurichten. Mit steigender Eingangsspannung wächst der von ihr gleichgerichtete Strom bis auf ca. 10 µA an, dann kommt diese Stufe in die Begrenzung, und ihr Strom bleibt konstant.

Inzwischen erzeugt auch die 9. Stufe einen Gleichstrom, der mit steigender Eingangs-HF-Spannung anwächst, bis auch Stufe 9 in die Begrenzung kommt und ebenfalls ca. 10 µA abgibt. Erhöht man die Eingangsspannung um jeweils 10 dB bis auf 300 mV am Eingang Pt1 der ersten Stufe, so liefert jeder Gleichrichter 10 µA. Ein Rechenverstärker addiert die 10 Einzelströme; sein Ausgangssignal wird über ein aktives Filter zur Rauschunterdrückung dem Y-Verstärker des Sichtgeräts oder dem Anzeige-Instrument zugeführt. Hier kann eine dB-lineare Skala verwendet werden (Bild 10).

Bild 10: Dynamikbereich des ZF-Verstärkers

Der Kettengleichrichterverstärker besitzt neben dem logarithmischen auch einen linearen Ausgang, so daß von log. auf lin. Darstellung umgeschaltet werden kann. Zur spannungslinearen Darstellung wird über einen Drehschalter die Gleichspannung an der jeweils im linearen Bereich arbeitenden ZF-Stufe abgegriffen. Damit die linearen Ausgänge immer gleichbleibend belastet sind, besitzt der Abfrageschalter eine zweite, spezielle Ebene, die alle Kontakte bis auf den von Ebene 1 gerade abgefragten Ausgang kurzschließt. Ohne diese Maßnahme treten im log. Zweig wegen der Belastungsänderungen am Abfrageschalter Amplitudenfehler auf.

Auf dem Bildschirm werden ca. 20 dB linear dargestellt. Zur exakt spannungslinearen Darstellung kann über einen Entzerrerverstärker die Diodenkennlinie des Gleichrichters entzerrt werden; einfacher ist es jedoch eine entsprechende Skala anzufertigen. Für die log. Darstellung dagegen kann die Originalskala eines 100-µA-Instruments verwendet werden. Bild 11 zeigt die Gleichrichterströme von zwei Stufen in Abhängigkeit von der HF-Eingangsspannung. Diese Kurven sind typisch für alle 10 Stufen.

Bild 11: Gleichrichterströme der ZF-Verstärkerstufen

3.2. Aufbau- und Abgleich-Hinweise für den log. ZF-Verstärker

Der ZF-Verstärker kann auf einer 260 mm × 60 mm großen, einseitig kaschierten Leiterplatte aufgebaut werden. Bild 12 zeigt einen Ausschnitt dieser Leiterplatte mit der Bezeichnung DL8ZX 003; Leiterbahnen und Bestückungsplan sind für alle 10 Stufen gleich. Der HF-Ausgang jeder Stufe wird mit dem Eingang Pt1 der jeweils folgenden Stufe durch eine kurze Drahtbrücke auf der Leiterseite verbunden. Die beiden Gleichspannungsausgänge für den log. und den lin. Ausgang, sowie die Spannungszuführung jeder Stufe sind an Durchführungen gelegt, die in die umlaufende, 30 mm hohe Abschirmwand gelötet sind. Bild 13 zeigt ein Ausschnittfoto eines Musteraufbaus. Die Leiterplatte ist etwa 10 mm von der Unterkante der Abschirmung entfernt eingelötet. Durch den geschickten Aufbau und weil abgeschirmte Spulen für die Schwingkreise verwendet wurden, erübrigen sich Abschirmwände zwischen den Stufen. Mit den Trimmwiderständen wird die Verstärkung der einzelnen Stufen eingestellt; die Einstellwiderstände an den Gleichspannungsausgängen sind nicht auf der Platine untergebracht.

Bild 12: Leiterbahnen und Bestückungsplan für den log.-lin.-ZF-Verstärker DL8ZX 003

Bild 13: Ein Musteraufbau des log.-lin.-ZF-Verstärkers DL8ZX 003

3.2.1. Besondere Bauelemente

Transistor	3N140, 40841, 40673 oder ähnlicher DG-MOSFET (RCA)
Dioden (4 Stück pro Stufe)	BAV18 (Intermetall, TI, Valvo), BAW76 (Siemens), oder 1N4151 (schnelle Schaltdiode mit geringer Streuung der elektrischen Daten)
Heißleiter	15 kΩ (Valvo-Nr. 2322 642 11153)
Induktivität	2,1 µH (für 10,7 MHz und 100 pF) Fa. Neosid Nr. 005918 (Abschirmbecher 7,5 mm × 7,5 mm, 12 mm hoch)
Trimmwiderstand für die Verstärkung	25 kΩ, Raster 12,5 / 10 möglichst keramische Ausführung
Alle Widerstände	Größe 0207, Kohleschicht
Alle Kondensatoren	keramische Scheiben.
Abfrageschalter	1. Ebene mit 1 × 26 Kontakten 2. Ebene: Additionsebene (neg. einpolig Typ SB 50, 26er Basterteilung, Kontakte überbrückend; Fa. ITT-Kontaktelemente, Gießereistr.3, 8500 Nürnberg

3.2.2. Abgleich

Die Gleichspannungsausgänge der einzelnen Verstärkerstufen arbeiten im endgültigen Zustand auf sehr niederohmige Widerstände (nahe Null Ω); deshalb müssen zum Abgleich die selben Verhältnisse geschaffen werden, indem alle log. und lin. Ausgänge nach Masse kurzgeschlossen werden. Die Einstellwiderstände in den Gleichspannungsausgängen (500 kΩ, 250 kΩ) werden auf Mittelstellung gebracht, der HF-Eingang Pt1 mit 50 oder 60 Ω abgeschlossen und ein Meßsender oder ein 10,7-MHz-Oszillator (HF-dicht) mit Eichleitung angeschlossen.

1. Betriebsspannung von 12V anschließen. Der Gesamtbetriebsstrom sollte etwa 80 mA betragen (streut stark). Alle Verstärkungs-Trimmwiderstände so einstellen, daß an G2 etwa 1 V gemessen werden kann (hochohmig messen).
2. Vom Meßsender 300 mV / 10,7 MHz (Effektivwert) einspeisen. Bei diesem Pegel muß die erste Stufe in die Begrenzung gehen.
3. Ein Röhrenvoltmeter (Digitalvoltmeter, Oszilloskop mit DC-Eingang) mit mindestens 10 MΩ Eingangswiderstand an 100-pF-Ladekondensator des Gleichrichters in der ersten Stufe anschließen. Schwingkreis auf Resonanz (maximale Anzeige) abstimmen. Trimmwiderstand so einstellen, daß am Ladekondensator 10 V gemessen werden.
4. HF-Pegel um 10 dB erniedrigen (Spannung dividiert durch 3,16), RVM an die 2. Stufe (Ladekondensator) anschließen, Schwingkreis der 2. Stufe in Resonanz bringen, Trimmwiderstand auf 10 V Anzeige einstellen.
5. Abgleichschritt 4 für alle Stufen durchführen, dabei RVM stets an die entsprechende Stufe anschließen. Gesamtabgleich noch einmal durchgehen, danach die Trimmwiderstände nicht mehr verändern.
6. Die log. Ausgänge mit dem invertierenden Eingang des Rechenverstärkers (Rin ca. 0 Ω) verbinden, das RVM an den Ausgang des Verstärkers.
7. Gleichspannungswert für 0-dB-Punkt wählen; beispielsweise für 300 mV Eingangsspannung 10 V Gleichspannung = Vollausschlag.
8. Am Meßsender 101,JV einstellen.
9. Den 500-kΩ-Einstellwiderstand am log. Ausgang von Stufe 10 so einstellen, daß das Instrument 1/10 der für 0 dB gewählten Spannung anzeigt; also 1 V für den Beispiel-Wert.
10. Eingangsspannung vom Meßsender um 10 dB erhöhen (ca. 32 µV).
11. Einstellwiderstand am log. Ausgang von Stufe 9 so einstellen, daß das Instrument 2/10 der für 0 dB gewählten Spannung anzeigt (z.B. 2 V).
12. Abgleichschritte 10 und 11 für alle Stufen durchführen.
13. Abgleich ab Punkt 8 wiederholen und die Linearität der log. Skala überprüfen. Es muß eine dB-lineare Anzeige entstehen; die Ungenauigkeit läßt sich auf unter ±1 dB / 10 dB bringen. Bei kleinen Eingangsspannungen ist die Genauigkeit wegen des Grundrauschens allerdings geringer. Das Rauschen sollte nicht mehr als etwa 4 dB betragen.
14. Die lin. Ausgänge mit zwei Drehschalter-Ebenen verbinden (Abfrage- und Kurzschluß-ebene); Schleifer des Abfrageschalters mit dem Eingang des anderen Rechenverstärkers verbinden (Rin ca. 0 Ω), Instrument an dessen Ausgang legen.
15. Stufenschalter von 1 bis 10 durchdrehen, gleichzeitig den HF-Pegel um jeweils 10 dB ändern. Dabei soll die angezeigte Ausgangsspannung gleich bleiben. Abweichungen werden mit den 250-kΩ-Einstellwiderständen ausgeglichen. Stufe 9 und 10 zeigen am lin. Ausgang bereits Rauschanteil.

Die Spannungslinearität ist durch die Gleichrichterschaltungen mit Silizium-Dioden natürlich begrenzt. Innerhalb eines Bereiches von 10 dB dürfte die Linearität aber doch ausreichend gut sein.

Dioden mit gleichem Wirkungsgrad beim Gleichrichten verbessern den Skalenverlauf über die verschiedenen Stufen hinweg. Die in Bild 14 gezeigte einfache Schaltung ist Zum Aussuchen von gleichen Dioden geeignet. Das Verhältnis von C1 zu C2 soll etwa 1 : 10 betragen, der Schwingkreis wird auf die Sollfrequenz abgeglichen.

Bild 14: Prüfanordnung für Dioden

4. Literatur

1. Schleifer, W.D.: Aufbau und Anwendung von Spektrumanalysatoren, Applikations-Mitteilung 6, Hewlett-Packard
2. Zirwik, K.: Filter für Spektrumanalysatoren, Neues von Rohde und Schwarz 1971 Nr. 19, S. 25 - 26
3. Kestler, J.: Anpaßschaltungen für Dioden-Ringmischer, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 4, Seite 218 - 223

DL8ZX, Eugen Berberich.

Hinweise - Verbesserungen - Änderungen

Der HF-Trennverstärker im VCO (Bild 6) mit dem Transistor BFY90 kann mit den angegebenen Werten des Basisspannungsleiters nicht funktionieren.

Die richtigen Werte sind: Basis nach Masse: 15 kΩ (statt 33 kΩ); Basis nach -12 V: 4,7 kΩ (statt 47 kΩ).

DC8TN/DL8ZX