Home - Techniek - Electronica - Radiotechniek - Radio amateur bladen - UKW-Berichte - Extrem rauscharmer 96-MHz-Quarzoszillator für die UHF/SHF-Frequenzaufbereitung 2
3. Aspekte beim entwurf Kurzzeitstabiler Quarzoscillatoren
3.1. Wahl der optimalen Ausgangsfrequenz
Das klassische Design kurzzeitstabiler Oszillatoren geht von einem Mutteroszillator bei 5 oder 10 MHz aus, wobei Präzisionsquarze im 3. und 5. Oberton verwendet werden(6). Für die Aufbereitung von UHF/SHF-Frequenzen bedeutet das einen extrem hohen Vervielfachungsfaktor, durch den dem Rauschanteil der Vervielfacherstufen ein sehr hoher Beitrag am Gesamtrauschen zukommt.
Durch den technischen Fortschritt bei der Produktion von Schwingquarzen ist es möglich, Quarze mit höheren Resonanzfrequenzen zu verwenden. Grundsätzlich steigt bei Schwingquarzen die Güte mit höherem Oberton (bei gleicher Frequenz). Für einen bestimmten Oberton kann man annehmen, daß das Produkt Q × f eine Konstante ist. Das bedeutet, daß mit wachsender Frequenz die Güte abnimmt. Die marktübliche Grenze für Schwingquarze liegt bei ca. 200 MHz. Als ein optimaler Frequenzbereich hat sich in den letzten Jahren im professionellen Bereich eine Ausgangsfrequenz um 100 MHz herausgeschält. Unsere Wahl von 96 MHz entspricht also dem gegenwärtigen Stand der Technik.
Standardmäßige 96-MHz-Quarze im 5. Oberton sind als größere HC-6/U oder kleinere HC-18/U-Quarze erhältlich. Vergleichsmessungen des Verfassers zeigten, daß der größere Quarz keinen Gütevorteil bringt. Von einer Anzahl gemessener Quarze ergab sich in HC-6/U eine mittlere Güte von ca. 80000, in HC-18/U von 94000. Zum Vergleich wurden Quarze im 7. Oberton gemessen. Sie ergaben als HC-18/U-Quarze eine mittlere Güte von 106000, d.h. eine um etwa 13 % höhere Güte als der 5. Oberton. Präzisionsquarze im Glashalter im 7. Oberton weisen eine mittlere Güte von 116000 auf (zur Wahl des geeigneten Quarztyps siehe Punkt 4).
3.2. Wahl der aktiven Bauelemente
Bei bipolaren Transistoren ist das Rauschen wesentlich von der Basis-Emitterstrecke bestimmt. Dabei ist das Rauschen von PNP-Transistoren geringer als das eines entsprechenden NPN-Transistors. MOSFETs rauschen sehr stark, wobei bei tiefen Frequenzen das 1/f-Rauschen, bei hohen Frequenzen das thermische Rauschen des Drain-Source-Kanals dominiert.
Sperrsch icht-Feldeffekttransistoren rauschen gegenüber bipolaren Transistoren und MOSFETs am wenigsten(7). Bei der Verwendung von Feldeffekttransistoren sind Hochstromtypen wegen des größeren linearen Bereichs und des kleinen Source-Eingangswiderstandes in Gate-Schaltung vorzuziehen. Wie die Meßergebnisse (siehe Punkt 4) zeigen, ist der Typ P8000 (jetzt P8002) dem ungefähr äquivalenten BF246C überlegen.
3.3. Wahl der geeigneten Schaltung
Die aktive Stufe eines Quarzoszillators hat zwei Funktionen: zum ersten Zurverfügungstellen einer Verstärkungsreserve zur Anfachung der Schwingung und Aufrechterhaltung der Rückkopplungsbedingung, zum zweiten Begrenzung der maximal möglichen Amplitude durch Rückgang der Verstärkung bei hohen Amplituden (Sättigung). Für einen kurzzeitstabilen Oszillator ist es äußerst wichtig, daß beide Funktionen voneinander getrennt werden und insbesondere der Quarz kein Bauelement "sieht", dessen Arbeitspunkt beim An-schwingen oder im eingeschwungenen Zustand sich verändert, da die im Takt des HF-Signals schwankende Impedanz eine multiplikative Mischung von Rauschseiten-bändern bewirken würde.
Ferner ist eine möglichst starke Gegenkopplung der aktiven Stufen anzustreben, weil nur dadurch ein linearer Arbeitsbereich und ein rauscharmer Betrieb möglich sind.
Ein entscheidendes Kriterium für die Wahl der Oszillatorschaltung ist die Betriebsgüte (siehe Meßergebnisse unter Punkt 4). Eine Schaltung, die diesen Bedingungen gerecht wird, wurde von mir bereits in (6) vorgeschlagen. Die folgenden Ausführungen behandeln die Erfahrungen und Meßergebnisse zur Erzielung eines optimalen Designs.
Bild 10 zeigt die realisierte Prinzipschaltung. Es handelt sich um eine gleichstromgekoppelte Kaskodenschaltung von zwei Hochstrom-Feldeffekttransistoren. Die Oszillator-Grundschaltung ist ein Collpits-Oszillator. Überbrückt man den Source-Widerstand von Transistor 1 kapazitiv, dann erhält man einen freischwingenden LC-Oszillator, bei dem die Rückkopplung durch kapazitive Anzapfung des Schwingkreises L1, C1, C2 erzeugt wird. Transistor 1 arbeitet in Source-Schaltung, T2 in Gate-Schaltung.
Bild 10: Die ausgeführte Schaltung des 96-MHz-Oszillators.
L1: 6 Wdg. 1 mm versilberter Draht auf 6-mm-Dorn, Anzapf etwa in Mitte
L2: wie L1, aber ohne Anzapf.
Die Rückkopplung ist so dimensioniert, daß der Oszillator bei Entfernen des Bypass-Kondensators an Source 1 nicht von alleine anschwingt. Der Schwingkreis L1, C1, C2 ist auf 96 MHz abgestimmt. Fügt man den Quarz in die Source-Leitung ein, dann wird die Gegenkopplung des Source-Widerstandes durch die niedere Quarzimpedanz bei den Serienresonanzfrequenzen (Grundwelle, 3., 5. usw. Oberton) vermindert. Mit dem Drain-Kreis wird der Betrieb auf dem gewünschten Oberton garantiert. Er muß dazu eine ausreichend hohe Güte haben. Das Verhältnis C1/C2 bestimmt den Rückkopplungsgrad.
Beide Transistoren arbeiten in stabilem A-Betrieb bei 40 mA Drainstrom. Die Begrenzung wird bewirkt durch zwei antiparallel geschaltete Schottky-Dioden, die an einer Anzapfung des Ausgangskreises liegen. Mit Lp wird die statische Kapazität des Quarzes kompensiert, um eine reelle Quarzimpedanz und einen symmetrischen Phasenverlauf im Bereich der Serienresonanzfrequenz des Quarzes zu haben.
Die Kaskodenschaltung mit Feldeffekttransistoren hat Eigenschaften, die denen der Röhrenpentode entsprechen. Charakteristisch ist der hohe Innenwiderstand, so daß die Verstärkung entsprechend der bekannten Röhrenformel
ist. Der praktisch realisierbare Ausgangswiderstand ist kleiner als der Innenwiderstand, so daß prinzipiell eine Unteranpassung vorliegt. Analoges gilt für die Drain des ersten Transistors. Ihr hochohmiger Ausgangswiderstand ist abgeschlossen mit dem niederohmigen Eingangswiderstand der Source des zweiten Transistors. Umgekehrt "sieht" die Source 2 den sehr hohen dynamischen Innenwiderstand des als Konstantstromquelle geschalteten Transistors 1, was eine starke Gegenkopplung bewirkt. Eine weitere Gegenkopplung stellt der Sourcewiderstand R3 in Verbindung mit der Drossel - HF-mäßig parallel zum Serien resonanzwiderstand des Quarzes - dar.
Mit dem Sourcewiderstand wird der Betriebsstrom der Kaskode eingestellt, mit dem Spannungsteiler R1, R2 wird die Spannung an dem Verbindungspunkt Drain 1 - Source 2 auf etwa halbe Betriebsspannung eingestellt.
Zum Abgleich werden zunächst die Begrenzerdioden entfernt und der Quarz kurzgeschlossen. Mit dem Kollektorkreis stellt man dann die freischwingende Frequenz ungefähr auf 96 MHz ein. Die Kompensationsspule Lp wird in Verbindung mit dem Quarz (in ausgebautem Zustand) mit dem Dipmeter auf 96 MHz abgeglichen. Nach Zuschalten des Quarzes muß bei Anlegen der Betriebsspannung der Oszillator stabil schwingen. Bei Verstimmen des Drainkreises darf sich die Oszillatorfrequenz nur geringfügig ändern, jedoch darf dieser nicht zu stark verstimmt werden, um unerwünschtes Abreißen der Schwingung bzw. Anschwingprobleme beim Einschalten zu verhindern. Durch Zufügen des Dioden-paares wird die HF-Amplitude bei geeigneter Wahl der Anzapfung auf etwa die Hälfte des Wertes des selbstbegrenzenden Oszillators gedrosselt.
Ein nachfolgender Puffer-Verstärker in Gate-Schaltung (T3) erhöht die Ausgangsleistung auf einen Pegel von 18 dBm.
4. Messergebnisse
4.1. Betriebsgüte in Abhängigkeit vom Arbeitspunkt
Zur Messung der Betriebsgüte wurde die Schaltung entsprechend Bild 11 modifiziert. Die Rückkopplungsleitung wurde aufgetrennt, als Ausgangskreis wurde ein Breitbandübertrager T 16-1 verwendet. Am Gate 1 wurde das mit 50 Ω abgeschlossene Meßsendersignal des Spektrumanalysators eingespeist und das Ausgangssignal an den 50-Ω-Empfängereingang des Spektrumanalysators angeschlossen. Überbrückt man den Quarz, dann kann man die Breitbandverstärkung ablesen.
Bild 11: Meßschaltung zur Ermittlung der Betriebsgüte.
Durch Einfügen des Quarzes wird diese Verstärkung außerhalb der Resonanzen des Quarzes gegengekoppelt, man erhält Verstärkungsmaxima bei den Serienresonanzfrequenzen des Quarzes (sowie seinen Nebenresonanzen). Lp kann so eingestellt werden, daß die Resonanzkurve bei 96 MHz eine symmetrische Glockenform erhält.
Nun mißt man die Spannungsverstärkung von Gate 1 zu Drain 2 und bestimmt die Bandbreite der Resonanzkurve. Diese Bandbreite ist ein Maß für die Betriebsgüte
Mit einem Quarz im 5. Oberton (Güte 89300) und einem Quarz im 7. Oberton im Glasgehäuse (Güte = 127700) wurden die Betriebsgüten in Abhängigkeit vom Drainstrom für ein Transistorpaar 2 × P8000 und 2 × BF246C ermittelt. Die Ergebnisse sind in Bild 12 und 13 dargestellt.
Bild 12 zeigt das Verhältnis Betriebsgüte zur Quarzgüte in Abhängigkeit vom Drainstrom - das obere Diagramm für den Transistor P8000, das untere für BF246C - jeweils für beide Quarze. Mit dem BF246C und einem durchschnittlichen 5. Oberton-Quarz kann man je nach Drainstrom ein Verhältnis Betriebsgüte zur Quarzgüte zwischen 23 % und 33 % erzielen. Mit dem Transistor P 8000 erreicht man mit dem selben Quarz bei 40 mA Drainstrom einen Wert ΩB : ΩΩ 37 %. Mit einem Quarz im 7. Oberton ist die Betriebsgüte zwischen 30 und 46 % mit dem Transistor BF246C, sie erreicht mit P8000 die 50 %-Marge bereits bei ca. 45 mA.
Bild 12: Betriebs- zu Quarz-Güte in Abhängigkeit vom Drainstrom ID.
In Bild 13 ist die Betriebsgüte als absolute Größe in Abhängigkeit von ID nochmals zusammengestellt. Man erkennt auch hier den Sättigungseffekt ab 40 bis 50 mA. Als Arbeitspunkt wurde daher für die künftigen Messungen ein Drainstrom von 40 mA verwendet. Mit diesem erreicht man mit dem schlechteren Transistor und einem 5. Oberton-Quarz eine Betriebsgüte von ca. 28000, mit dem P 8000 und einem Quarz im 7. Oberton eine Betriebsgüte von ca. 62000, also mehr als doppelten Wert. Da die Betriebsgüte maßgebend das Phasenrauschen bestimmt (vergl. Formel 1), ist es leicht zu erkennen, daß eine Verbesserung von mehr als Faktor 2 erzielt werden konnte (durch Wahl des geeigneten Arbeitspunktes und Quarztyps).
Bild 13: Betriebsgüte in Abhängigkeit von ID.
Die Quarzgüte wird im Oszillator im wesentlichen durch zwei Faktoren gedämpft. Den kleineren Anteil hat die Serienschaltung Source-Drossel und R 3, die parallel zum Quarz liegen, Hauptanteil ist der Source-Eingangswiderstand von Transistor 1. Er liegt in Reihe zum Quarzverlustwiderstand.
Vergleicht man die Ersatzdaten von beiden Quarzen (Bild 14), dann erkennt man, daß der 5.-Oberton-Quarz eine geringere Güte besitzt. Außerdem weist er physikalisch bedingt eine größere dynamische Kapazität C1 = 0,65 fF auf, woraus ein Serienresonanzverlustwiderstand von 28,5 Ω folgt. Der 7. Oberton-Quarz hat ein C1 = 0,27 fF, was bei einer Güte von 127700 einen Resonanzwiderstand von 48 Ω ergibt. Der höhere Verlustwiderstand des 7. Oberton-Quarzes (bei größerer Güte !) bedeutet aber, daß ein bestimmter Source-Innenwiderstand die Gesamtgüte weniger beeinträchtigt als bei einem niederohmigeren Quarz. Das heißt, daß die Dämpfung der Betriebsgüte durch den höheren Oberton geringer wird als durch den 5. Oberton.
Bild 14: Daten der Meßquarze aus den Bildern 12, 13 und 15.
Da der effektive Source-Innenwiderstand umso kleiner ist, je größer der Drainstrom ist, ergibt sich eine zunehmende Betriebsgüte mit wachsendem Drainstrom. Bild 15 zeigt diesen Zusammenhang anhand des aus den obigen Kurven ermittelten effektiven Source-Innenwiderstandes. Bei einem Drainstrom von 40 mA liegt dieser beim BF246C bei 60 bis 64 Ω, beim Transistor P8000 bei 45 bis 50 Ω.
Bild 15: Effektiver Source-Innenwiderstand als Funktion von ID.
Mit Sicherheit könnte ein Quarz im 9. Oberton eine weitere Verbesserung bringen, jedoch wird die Oszillatoreinstellung dadurch kritischer, daß die Schleifenverstärkung infolge der höheren Source-Gegenkopplung durch den Quarzresonanzwiderstand sehr stark abfällt.
4.2. Optimale Ausgangsimpedanz der Oszillatorstufe
Bei der Schaltung nach Bild 10 wurde die Pufferstufe entfernt sowie die Rückkopplung durch Abtrennen von C3 unterbrochen. Im Sourcekreis liegt der 7.-Oberton-Quarz. Ein am Gate 1 eingespeistes niederpegeliges Meßsignal wurde an Drain 2 hochohmig entnommen (kapazitätsarme Tastspitze). Bei verschiedenen Abschluß-widerständen RT wurde der Ausgangspegel gemessen.
Bild 16 zeigt das Ergebnis:
Die Leistungsverstärkung (ID = 40 mA) erreicht ab RT > 1 kΩ einen Sättigungswert von ca. 20 dB. Die Ausgangsleistung steigt bis RT = 800 Ω linear an (dynamische Steilheit = 14 mA/V), um oberhalb leicht abzuknicken.
Bild 16: Leistungsverstärkung (dB) und Ausgangsspannung in Abhängigkeit vom Drain-Abschluß-RT der Kaskodenstufe (7.Oberton-Quarz im Source-Kreis).
Um nicht zu viel Leistung in den Kreisverlusten zu absorbieren, legt man die Impedanz zweckmäßig auf = 1 kΩ fest. Der Ausgangskreis L1, C1, C2 wird gleichzeitig als π-Glied verwendet, um RT auf 50 Ω (Eingangsimpedanz Pufferstufe) zu transformieren. Das Rückkopplungsverhältnis 1 : 20 - 13 dB läßt ausreichend Verstärkungsreserve (v = 20 dB) für sicheres Anschwingen.
4.3. Messung der Rauschseitenbänder
Von der Schaltung nach Bild 10 wurden zwei Oszillatoren aufgebaut, von denen einer mit Abgleichtrimmer auf eine feste Frequenz von etwa 96 MHz eingestellt wurde. Beim zweiten Oszillator wurde der Trimmer am Quarz durch ein Kapazitätsdiodenpaar ersetzt (Bild 17) und nach dem Meßprinzip von Bild 7 auf die Frequenz von Oszillator 1 eingerastet.
Bild 17: Verbesserung des Source-Kreises und Erweiterung zum Ziehen beziehungsweise Frequenzmodulieren.
Die Messung wurde mit einem professionellen Labormeßplatz (Wandel & Goltermann FSM-1095) in der Frequenzebene und in der Zeitebene durchgeführt. Damit kann bis auf 15 Hz an den Träger heran gemessen werden. Als Ergebnis ist in Bild 18 der Rauschabstand 10 log £ (f) bezogen auf den Träger umgerechnet auf 1 Hz Meßbandbreite ("dB,./ Hz") für ein Seitenband dargestellt. Man erkennt folgende Rauschabstandswerte:
Abstand = 100 Hz: -113 dBc
Abstand = 1 kHz: -140 dBc
Abstand = 10 kHz: -147 dBc
Bild 18: Rauschabstand in Abhängigkeit vom Frequenzabstand vom Träger.
Die Kurve läßt sich in Geradenabschnitte verschiedener Steigungen unterteilen entsprechend dem Verhalten von Funkelrauschen, weißem Frequenzrauschen, weißem Phasenrauschen usw.
Die Bedeutung dieser sehr guten Werte sei an einem Beispiel erläutert:
103 dBc in 100 Hz Abstand vom Träger bei 96 MHz bedeutet beispielsweise für das 3456-MHz-Band mit einem Vervielfachungsfaktor von 36, daß dort ein Nachbarkanalträger in 3,6 kHz Abstand pro Hz Empfängerbandbreite durch den Oszillator um 103 dB verrauscht wird. Hat der Träger z.B. eine Stärke von S9 50 µV ≡ 34 dBµv, dann produziert das Rauschseitenband des Empfängeroszillators pro Hz Bandbreite -79 dBµV, bei einer SSB-Bandbreite von 2,4 kHz somit 10 log 2400 = 33,8 dB mehr, also einen Rauschteppich von -45,2 dBµV ≡ 5,5 nV, was 31 dB unter S-Stufe 1 liegt. Dies alles unter der Voraussetzung, daß der Störträger selbst kein Rauschseitenband besitzt!
5. Praktische Betriebshinweise und verbesserungsmöglichkeiten
Der Betriebsstrom von 40 mA produziert eine beachtliche Verlustleistung, der Preis für ein sehr sauberes Signal. Die Verlustwärme sollte durch geschickte Montage der beiden Oszillator-FETs gut abgeführt werden. Außerdem ist darauf zu achten, daß sie von dem Quarz ferngehalten wird, um diesen nicht unnötig zu erwärmen. Es empfiehlt sich daher, den Quarz außerhalb des Oszillatorgehäuses anzubringen, um dessen Erwärmung und damit verbundene Frequenzverwerfung zu unterbinden. Für höhere Anforderungen an die Frequenzstabilität sollte man (unabhängig von dieser Schaltung) unbedingt den Quarz in einen Thermostaten stecken, da auch ein Quarz mit optimiertem Temperaturgang bei 10 Grad Temperaturschwankungen immerhin 1 bis 2 ppm, das heißt bei 96 MHz schon 100 bis 200 Hz wegläuft.
Wem 40 mA zu viel sind, der kann bei leichter Verschlechterung (siehe Bild 13) auch mit 20 mA auskommen.
Die Begrenzerdioden sind in der Originalschaltung Schottky-Dioden; sie können notfalls durch etwas mehr rauschende Silizium-dioden (1N4151 o.ä.) oder Ge-Dioden (AA113 o.ä.) ersetzt werden.
Der Betriebsstrom von 40 mA liegt bei einzelnen Exemplaren des P8000/P8002 nahe am ID (0), wodurch der Source-Ableitwiderstand und damit die Gleichstromgegenkopplung sehr klein werden. Zur Verbesserung kann eine Konstantstromquelle wie in Bild 17 eingefügt werden, die von -15 V her gespeist wird; eventuell reicht es auch, wenn der Source--Widerstand von 390 Ω/1 W nach -15 V gelegt wird. Weiterhin ist in Bild 17 eingezeichnet, wie für Modulationszwecke ein Kapazitätsdiodenpaar eingefügt werden kann. Bild 19 zeigt den erzielbaren Ziehbereich. Mit einer Ziehspannung zwischen 1 V und 7,5 V ergibt sich mit dem "steifen" 7. Obertonquarz ein linearer Bereich von ± 5 ppm (≡ ± 500 Hz); mit dem 5. Obertonquarz ungefähr das 2,5 fache.
Bild 19: Ziehkennlinie mit einem Quarz im 7. Oberton.
Die Vorspannung dieser Kapazitätsdioden muß unbedingt von einer rauscharmen Spannungsquelle abgeleitet werden, wie zum Beispiel dem 10-V-Regler REF-01 von Precision Monolithics (PMI) oder einer entsprechend gesiebten Batterie.
Eine weitere Steigerung der Phasenreinheit kann durch ein einfaches Quarzfilter nach Bild 20 erzielt werden, das an den Ausgang des Puffers angeschlossen wird. Als Quarz genügt ein billigerer 5. Oberton-Typ, mit dem man eine Bandbreite von ± 3 kHz (bei 3 dB) erreicht. Mit einem 7. Obertonquarz erhält man eine kleinere Bandbreite von ± 1,4 kHz.
Bild 20: Quarzfilter zur Verbesserung des Phasenrauschens.
Der Abgleich geschieht einfach durch Einstellen von C2 und C4 auf maximalen Ausgangspegel.
Die erreichte Selektionskurve zeigt Bild 21. Das Filter läßt den direkten Nachbarkanal unverändert, dämpft aber bei sachgemäßem Aufbau die breitbandige Rauschglocke um etwa 20 dB.
Bild 21: Selektionskurve des Quarzfilters nach Bild 19 (7. Oberton-Quarz; X = 1 kHz/Teil; Y = linear).
LITERATUR
- Martin, M. (DJ7VY): Empfängereingangsteil mit großem Dynamikbereich und sehr geringen Intermodulationsverzerrungen, CQ-DL 6/1975, S. 326 ff.
- Shoaf, J.S.; Halford, D.; Risley A.S.: Frequency Stability Specification and Measurement: High Frequency and Microwave Signal, NBS Technical Note 623
- Vorentwurf DIN 45175, Teil 3: Kopien auf Anfrage über die Redaktion der UKW-Berichte
- IEC-Dokument 49 (Secr) 107
- Lisges, W.: Echte Effektivwertmessung mit dem AD 536, Funkschau Heft 19/1980, S. 101 f.
- Neubig, B. (DK1AG): Entwurf von Quarzoszillatoren, UKW-Berichte 1/1979 und 2/1979
- Mueller, O.: On 1/f-noise in diodes and transistors. Proceedings 28th Annual Symposium on Frequency Control (1974), S. 166. Außerdem: Holloway, J.H.: Studies of field-effect transistors for use in atomic beam tube detectors. Proc. 20th ASFC (1966), S. 389
DK1AG, Bernd Neubig.
Teil 1 - Teil 2