Home - Techniek - Electronica - Radiotechniek - Radio amateur bladen - UKW-Berichte - GaAs-FET-Verstärker und Mischer für das 10-GHz-Band in Streifenleitungstechnik mit ZF Vorverstärker, Spiegelfrequenzfilter und Spannungsversorgung 1
1. Hybridmischer für 10 GHz in Streifenleitungstechnik
1.1. Übersicht
Angeregt durch Veröffentlichungen in früheren UKW-BerichteN wurde versucht, die auf tieferen Frequenzen (1,2 und 2,3 GHz) verwirklichten Schaltungen auch auf 10 GHz zu erproben, nachdem hierfür auch seit längerer Zeit geeignete Mischdioden mit niedrigen Rauschzahlen zur Verfügung stehen(4). Die Versuche wurden ausschließlich mit Schottky-Dioden des Typs BAT14-073 (-083/-093, siehe Bild 1) von Siemens durchgeführt, die nach Datenblatt Einseitenbandrauschzahlen zwischen 5,5 und 6,5 dB ermöglichen. Dieser Wert setzt eine ZF-Rauschzahl von ca. 1,5 dB voraus.
Bild 1: Bauform der 10-GHz-Mischdiode BAT 14-073.
1.2. Rauschmessungen
Im übrigen - das sei hier nebenbei eingeschoben - verwendet der Verfasser auch noch eine selbstgebaute Rauschquelle im 10-GHzBand, die mit einer kommerziellen Rauschquelle geeicht wurde. Zur Anregung eigener Versuche sei nachfolgend das Wesentliche angeführt:
Grundbaustein ist ein gewöhnlicher Detektor-kopf im Hohlleiter R100 (WR90), in dem eine 1N23C über einen Vorwiderstand von ca. 10 kΩ an einer stabilisierten Spannung von ca. 10 V (vor dem Widerstand) im Sperrbereich betrieben wird. Die Diode wurde nach höchster Rauschleistung ausgesucht. Besser geeignet zur Stromversorgung wäre eine Schaltung nach (9) (11) (Stromeinprägung über FET). Die geeichte Rauschleistung ist 14 dB ENR.
Allen Rauschgeneratoren dieser Technik ist gemeinsam, daß die abgegebene Rauschleistung verändert wird, also daß die Eichung nicht mehr stimmt, wenn eine HF-Leistung von mehr als etwa 0,5 mW auf die Rauschdiode einwirken kann. Eine vorgeschaltete Richtungsleitung oder ein Zirkulator mag diesen Effekt verhindern. Absolutmessungen an DBM's oder Mischern mit wenig unterdrückter Oszillatorfrequenz sind also ohne die erwähnten Hilfsmittel problematisch und haben nur orientierenden Charakter.
Im übrigen wurde die vom Verfasser gebaute Rauschquelle auch in einem automatischen Rauschfaktormesser(9) mit Erfolg verwendet. Es läßt sich eindeutig das Verhältnis (S+N)/N ermitteln.
1.3. Mischerauslegung
Die Auslegung des Ringhybridmischers erfolgte in Anlehnung an (4) und (10). Der prinzipielle Aufbau ist in Bild 2 dargestellt.
Bild 2: Ringhybrid für 10,25 GHz, schematisch.
Verwendet wurde RT/Duroid 5870 mit Er = 2,35 und d = 0,79 mm.
Dies gibt für die beiden 50-Ω-Äste eine Leiterbreite von ca. 2,3 mm, für die beiden 50 Ω/√2-Äste eine Bahnbreite von ca. 3,5 mm. Nach der in (7) angegebenen Formel
wird der Verkürzungsfaktor
Mit λ/410.25 GHz ergibt sich mit Eeff und Vp die Länge der quadratischen Geometrie zu 5,1 mm. Es wurden aber 4,5 mm gewählt, um die λ/4-Länge noch etwas in die Leiterbahn zu verlagern (Bandbreite!)
Bild 3 zeigt alle Maße der Leiterplatte, Bild 4 zwei verschiedene Ausführungen, je nachdem ob das Empfangssignal über eine Stiftsonde aus einem Hohlleiter oder über halbstarres Kupfermantel- (Semirigid-) Kabel zugeführt werden soll. Die Oszillatorfrequenz wird in beiden Fällen durch Kupfermantelkabel zugeführt, welches sich nach Bild 5 fast ohne Stoß-Stelle an der Platine befestigen läßt.
Bild 3: Maßzeichnung für 10,25 GHz-Ringhybrid-Mischer.
Bild 4: Platinenvorlagen; links: für Anschluß von Kupfer-mantelkabel, rechts für Hohlleitermontage.
Bild 5: Montage von halbstarrem Kupfermantelkabel (RG-141) an Mikrostrip-Platinen.
Wie die Hohlleitersonde ausgeführt und die Mischerplatine befestigt werden kann, deutet Bild 6 an.
Bild 6: Montage und Kopplung einer (Mischer-)Platine an R100 (WR90) Hohlleiter.
Die beiden Mischerdioden werden mit kurzer Lötzeit und bei nicht zu hoher Löttemperatur eingelötet. Der Tiefpaß für die ZF ist als Kapazität auf der Platine realisiert, er stellt gleichzeitig eine λ/4-Leitung mit niedrigem Z dar. Der ZF-Vorverstärker ist direkt kapazitiv mit dem Mischerausgang gekoppelt.
Die quarzstabile Oszillatorfrequenz von 10,368 GHz wird durch Verneunfachung aus einer 1152-MHz-Aufbereitung erzeugt. Es folgt ein 3-Kreis-Filter. Die Signalreinheit wird während der Versuche über einen 20-dBKoppler mit einem Spektrumanalysator überwacht, weil Frequenzvervielfacher mit hohem Vervielfachungsgrad kritisch sein können. Die LO-Leistung beträgt ca. 10 mW und kann durch ein Dämpfungsglied eingestellt werden.
Auf der Zwischenfrequenz von 144 MHz wird ein selbstgebauter ZF-Verstärker verwendet, dessen Linearität bei ausgeschalteter AVR in einem Bereich von mindestens 20 dB sichergestellt sein muß. Es wird die NF-Ausgangsleistung mit einem kalorimetrischen Leistungsmesser gemessen (HD 434 A). Der Rauschgenerator wurde bereits erwähnt.
1.4. Meßwerte
1.4.1. Empfangsmischer
f0 = 10,368 GHz
ZF = 144 MHz
fE = 10,224GHz.
Oszillatorleistung ca. 3 mW, danach Sättigung; Empfindlichkeitsabfall unter ca. 2,5 mW.
Rauschfaktor ca. 3 - 3,5 dB (Zweiseitenband) 6 - 6,5 dB (ESB/mit 10,224GHZ-Filter nach Absch. 3).
Unterdrückung der Oszillatorfrequenz ca. 12 dB, wobei beliebige ungepaarte Dioden des angegebenen Typs verwendet wurden (Bild 7).
Bild 7: Ein 10-GHz-RinghybridMischer mit zwei BAT14-083F.
Die angeführten Meßwerte wurden mit beiden Bauformen (Platine 50/50 Ω und mit Sondenankopplung am Hohlleiter) erreicht. Bei der Hohlleiterbauform war zum Erreichen des minimalen Rauschfaktors ein Abgleich mit Anpassungsschrauben auf der Signalseite erforderlich.
1.4.2. Sendemischer
Auf der Oszillatorseite wurden ca. 10 mW bei 10,368 GHz zugeführt. Die ZF-Leistung bei 144 MHz betrug etwa 5 mW. Gemessen wurden ca.0,5 mW ESB-Leistung bei 10,224 GHz.
Der Wirkungsgrad ist sicherlich noch nicht optimal. Es wurden keine Versuche zur weiteren Optimierung durchgeführt, doch deuten sich bei weiteren Arbeiten gute Möglichkeiten für eine Verkleinerung der bisher recht großen Schmalbandfrequenz-Aufbereitungen an.
2. ZF-Vorverstärker
Um die Rauschzahl des Mischers unter Berücksichtigung des Mischverlustes nicht zu verschlechtern, ist es erforderlich, daß der nachgeschaltete ZF-Verstärker neben hoher Verstärkung eine niedrige Rauschzahl hat. Der nach Siemens-Applikation (Bild 8) aufgebaute Breitbandverstärker mit dem preiswerten BFT66 erfüllt weitgehend diese Forderung. Die Kapazitäts- und lnduktivitätswerte wurden etwas verändert, um den Frequenzbereich einzuschränken. Die erreichten elektrischen Werte sind:
V = 15 - 20 dB
Frequenzbereich = 30 - 150 MHz
F = 1,5 dB
Bild 8: Rauscharmer Vorverstärker für 30 -150 MHz.
L1: 4 Wdg. 0,3 mm Kupfer-Lack-Draht auf 4-mmDorn, freitragend eingelötet
Dr1: Ferritdrossel 2-3pH, z. B. 5 Wdg. CuL auf Ferritperle.
Mit dem angegebenen Arbeitsfrequenzbereich werden die für das X-Band gebräuchlichen Zwischenfrequenzen von 30 MHz und 100 MHz abgedeckt.
Die Ausgangsimpedanz des Mischers liegt zwischen 150 und 300 Ω. Dies ist ein der Literatur entnommener gebräuchlicher Wert für Schottky-Dioden, der auch von der Oszillatorleistung mitbestimmt wird. Dabei ist Voraussetzung, daß die Signalleistung klein gegenüber der Oszillatorleistung ist.
Das direkte Zusammenschalten des ZF-Vorverstärkers mit dem Mischer brachte gute Gesamtmeßergebnisse, sodaß auf eine Eingangsanpassung letztlich verzichtet werden konnte. Ein Anpassungsversuch mit einem variablen Transformationsglied unter Berücksichtigung der S-Parameter des BFT66 ergab eine kaum meßbare Rauschzahl-Verbesserung. Wenn man allerdings eine auch nur wenige Zentimeter lange Koaxialleitung zwischen Mischer und Vorverstärker schaltet, verschlechtert sich die Rauschzahl merklich.
Der Aufbau erfolgt auf einer 40 mm × 25 mm großen Epoxy-Glasfaser-Platine von 1,5 mm Dicke, die beidseitig kupferkaschiert ist. Bild 9 zeigt diese mit DL3ER 002 bezeichnete Platine, die auf der Masseseite bestückt wird. Entsprechende Ansenkungen zur Isolation der Bauteile sind mit einem Spiralbohrer vorzunehmen. Der Transistor BFT66 wird auf der Leiterbahnseite verlötet. Das erleichtert eventuelles späteres Auslöten; Schwingneigung wurde nicht beobachtet. Der Gehäuse- und der Emitter-Anschluß des BFT66 werden zur Masseseite durchkontaktiert.
Bild 9: Beidseitig kaschierte Platine für einen BreitbandZF-Vorverstärker (ca. 30 bis 150 MHz).
Bild 10: Mikrostrip-Mischer mit Hohlleiter-Einspeisung und ZF-Vorverstärker (Versuchsaufbau).
3. 2-Kreis-Hohlleiterfilter für 10 GHz
Für den Versuchsaufbau und die Durchführung der Messungen wurden einige Filter benötigt. Sie sollten rasch aufgebaut und gut reproduzierbar sein. Der Bauvorschlag zu diesem Filter stammt von Max Munich, DJ1CR, und basiert auf einem älteren kommerziellen Muster.
Aus Bild 11 gehen alle wesentlichen Details hervor. Der Hohlleiter (R100, WR90) wird mit einer Kreis- oder Handsäge nach den angegebenen Maßen eingeschnitten. Die Schnittbreite soll genau mit den einzuschiebenden Kammerplatten übereinstimmen, sodaß diese stramm passen. Sie werden anschließend zusammen mit den beiden Anschlußflanschen weich eingelötet (Erhitzen auf Kochplatte oder Butanflamme). Als Flußmittel verwendet der Verfasser "gemeines Flaschnerlötwasser" aus Salzsäure mit aufgelösten Zinkschnitzeln. Dieses Flußmittel läßt sich anschließend durch intensives Spülen mit heißem Wasser besser entfernen als die Kolophoniumreste der üblichen Lötmittel.
Bild 11: Die Maße eines 2-Kreis-hohlleiterfilters für 10 GHz.
Bild 12 zeigt die Meßwerte, die durch einfache Leistungsmessung (Gunn-Oszillator, Absorptionsfrequenzmesser, Richtkoppler am Eingang sowie Mikrowattmeter am Ausgang) ermittelt wurden.
Bild 12: Dämpfungsverlauf des Filters nach Bild 11.
Die Verlustdämpfung im Durchlaßbereich liegt bei etwa 0,5 dB. Das Filter (Bild 13) ist galvanisch nicht behandelt. Es ist durch die Abstimmschrauben mit Kontermuttern leicht abzustimmen. Filter-Eingang und -Ausgang haben die üblichen 3 Schrauben zur Abstimmung mit Druckfedern zur Einstellfixierung, bei erhöhten Ansprüchen an die Stabilität auch Kontern. Das Filter hat in der Praxis die Erwartungen erfüllt.
Bild 13: Ein fertiges 2-Kreis-Filter.
Teil 1 - Teil 2
DL3ER, Erwin Schäfer.