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GaAs-FET Verstärker und Mischer für das 10-GHz-Band in Streifenleitungstechnik mit ZF Vorverstärker, Spiegelfrequenzfilter und Spannungsversorgung 2

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4. Verstärker für 10 GHz in Stripline-Technik

Im folgenden wird über Versuche mit dem von Siemens gefertigten GaAs-FET des Typs CFY11 berichtet, dessen Rauschwerte im 10-GHzBand nach Datenblatt bei ca. 3 dB liegen und mit dem Verstärkungswerte von ca. 5 bis 6 dB erreicht werden können. Anregungen wurden (1) entnommen. Der Aufbau erfolgte auch verlustarmem, beidseitig beschichteten TeflonLeiterplattenmaterial RT/duroid 5870. Die Abmessungen sind so gewählt, daß ein einfacher Zusammenbau mit dem gebräuchlichen Hohlleiter WR90 (R100) möglich ist. Die Auslegung ermöglicht es aber auch 50-Ω-Leitungen, wie z.B. RG 141-Semi-Rigid anzuschließen.

Es wurden zwei verschiedene Aufbauten realisiert und mit den zur Verfügung stehenden Meßmitteln untersucht:

  1. Verstärker mit integriertem Hybridmischer und ZF-Verstärker,
  2. Verstärker mit anschließendem Spiegelfrequenzfilter, Mischer und ZF-Vorverstärker.

4.1. Schaltbild und Layout

Bild 14
Bild 14: 10-GHz-Verstärker mit GaAs-FET CFY11.

Das Schaltbild zeigt Bild 14. Es wurden folgende Teile verwendet:

T: CFY 11 (Siemens)
D1, D2: BAT14-074, oder -084, oder -094 (Siemens)
L1: geätzte λ/4-Transformationsleitung, Z = 61 Ω
L2: geätzte 5λ/8-Leitung, Z = 70 Ω
Dr1: geätzte λ/4-Drosselleitung, Z = 120 Ω

Nicht bezeichnete Leitungen haben Z = 50 Ω.

C1, C2: Trennkondensatoren aus Tesafilm und Kupferfolie (siehe Text)
C3: 680 pF -1 nF keram. Scheibenkondensator (unkritisch)
C4, C4': λ/8-Leitungskapazität, Z = 86 Ω
C5 ... C9: geätzte Klatschkondensatoren
C10, C11: ca. 150 pF Chip-Kondensatoren

Der Verstärker ist mit dem Mischer nach Abschnitt 1 integriert. R2 soll statische Ladungen ableiten, wenn keine Spannungsversorgung angeschlossen ist. C10 und C11 sind Chip-Kondensatoren. Sie sollen HF-Einstörungen aus der Umgebung (KW, VHF, UHF) kurzschließen.

Der in Bild 15 gezeigte RT/duroid-Platine ist 55 mm × 25 mm groß. Soll nur der Verstärker allein gebaut werden, kann der Mischer nach der Trennlinie weggelassen werden. Der Verstärker wird dann lediglich 30 mm lang.

Bild 15
Bild 15: RT/duroid-Platine für 10-GHz-Verstärker/Mischer.

4.2. Aufbau-Hinweise für die Verstärkerplatine

Der verwendete GaAs-FET hat keine Schutzdioden, was für aktive Bauteile für höchste Frequenzen üblich ist. Beim Verarbeiten solcher Bauteile ist deshalb höchste Sorgfalt geboten. Das höchste Risiko stellt das Auspakken des Transistors und das Einlöten dar.

Am besten stellt man sich einen geerdeten Arbeitsplatz her. Dazu genügt eine kupferkaschierte Platte, die man erdet und mit der Lötkolben-Masse verbindet. Der Transistor wird mit der Pinzette nur am Source-Anschluß gehalten. Zum Vermeiden elektrostatischer Rufladung soll man am besten mit der einen Hand die geerdete Platine berühren, ehe man den Transistor anfaßt und auf die Platine legt. Die Platine soll bereits voll bestückt sein, so-daß als abschließende Arbeit nur das Einlöten des Transistors erforderlich ist. Man sollte sich vergewissern, daß der Schutzwiderstand R 2 sowie P 1 kontaktrichtig angeschlossen sind.

Am sichersten geht das Einlöten mit ausgeschaltetem Lötkolben. Mit einem "Weller Magnastat" hat es beim Verfasser noch nie Schwierigkeiten gegeben; wohl aber mit direkt netzbetriebenen Typen.

Man verzinnt die Leiterbahnen vorher ganz dünn und läßt beim Auflöten das Zinn bis zum Keramikgehäuse fließen. Dazu als Flußmittel Kolophonium in Spiritus gelöst verwenden. Nachher mit Spiritus Flußmittelreste entternen. Vorher sollte natürlich die Platine an den mit X bezeichneten Stellen mit dünner Folie durchkontaktiert bzw. über den Platinenrand kontaktiert werden. Besondere Sorgfalt ist bei der Source-Durchkontaktierung erforderlich.

Zum Mischeraufbau ist lediglich Folgendes zu sagen: Das Auflöten der Mischdioden erfolgt am besten in einem Teller oder eine Pappschachtel. Die Dioden sind so klein, daß kaum eine Chance besteht, sie auf dem Fußboden wiederzufinden! Diese kleine Vorsichtsmaßnahme macht sich bezahlt!

4.3. Ermittlung der Konstruktionswerte

Basismaterial: RT/duroid 5870 Er = 2,35 d = 0,79mm.

Transistor: CFY11 (Siemens)
Gewählter Arbeitspunkt: IDS = 10mA VDS = 3 V.

Die zugehörigen S-Parameter für 10GHz sind:

S11 = 0,6, +110°
S22 = 0,36, -102°

Die Berücksichtigung von S12 und S21 würde zu komplizierter Rechenarbeit führen und setzt auch die Möglichkeit voraus, die Platine mit großer Genauigkeit entsprechend den Rechenwerten zu realisieren. Die Printvorlagen wurden vom Verfasser im Maßstab 1:1 auf Transparentfolie gezeichnet, womit sich bestenfalls Genaugikeiten um ± 0,2 mm erreichen lassen.

Nach (6) wurden nun die Serienimpedanzen ermittelt:

ZES = 18, 7 + j 32,2 Ω
ZAS = 34 - j 27,5 Ω

Bei den Anpassungsschaltungen beziehen wir uns auf die Parallelimpedanzen. Sie sind, ebenfalls nach (6):

ZEP = 74 Ω || j 43 Ω
ZAP = 56 Ω || -j 69,5 Ω

4.3.1. Anpassung des Verstärkereingangs an ZE = 50 Ω

Der Realteil wird mit einer Serien-λ/4-Leitung angepaßt; deren Wellenwiderstand wird:

Z0 = √(ZE × ZEP) = √(50 Ω × 74 Ω) = 61 Ω.

Diese Leitung ist im Schaltbild mit L1 bezeichnet.

Die Abmessungen von L1 sind:
Leiterbahnlänge = λ0/4 × Vp = 5,1 mm
mit:
λ0 = 29,1 mm
Vp = 0,7

wobei Vp = 1 /√Eeff und Eeff nach einer in (7) angegebenen Formel sich errechnen läßt:

(wie Formel weiter vorn)

mit:
w = Leiterbahnbreite
h = Dielektrikumsdicke

Nach den Leitungsgleichungen(5) entspricht der Betrag des Eingangswiderstandes X für eine Leitungslänge von λ/8 dem Wellenwiderstand Z der Leitung.

Es ist also |X| = Z und gilt natürlich auch für
|X| = λ/8 + n × λ/2
mit:
n = 0, 1, 2 ...

Eine am Ende offene λ/8-Leitung hat einen kapazitiven Eingangsblindwiderstand; eine am Ende kurzgeschlossene einen induktiven. Der Betrag entspricht dem Wellenwiderstand Z der Leitung. Es ist also im Bereich realisierbarer Leiterbahnenbreiten möglich, auf den bekannten Substraten, z.B. Glasfaser-Epoxy oder Teflon, Induktivitäten oder Kapazitäten herzustellen, wo wegen der Wellenausbreitung die Verwendung konzentrierter Bauelemente nicht mehr möglich ist, weil deren Abmessungen nicht mehr gegen die Wellenlänge vernachlässigt werden können. (Fast alle Kondensatoren sind über 2 bis 3 GHz keine Kapazitäten mehr, sondern Induktivitäten !)

Der induktive Blindanteil am Eingang des Transistors von 43 Ω kann mit einer am Ende offenen Leitung der Länge λ/8 und einem Wellenwiderstand ZL = 43 Ω kompensiert werden.

Aus Symmetriegründen wird die Leitung mit Z = 43 Ω durch 2 parallelgeschaltete Leitungen des doppelten Wellenwiderstandes 2 × ZL = 86 Ω verwirklicht.

Die Leiterbahnbreite wird 0,85 mm, die Länge unter Berücksichtigung von Vp l = 2,6 mm. Diese Leiterbahnstücke sind im Schaltbild mit C4 und C4' bezeichnet.

4.3.2. Ausgangsanpassung

Es wird eine Last von 50 Ω am Ausgang angenommen.

Der Realteil der Transistor-Ausgangsimpedanz ist 56 Ω, entspricht also fast der vollen Last. Die geringe Fehlanpassung wird in Kauf genommen und es wird hierfür keine Anpassungsschaltung verwendet.

Es ist also lediglich der kapazitive Anteil der Ausgangsimpedanz zu kompensieren. Dafür eignet sich die am Ende kurzgeschlossene λ8/-Leitung. Wie wir gesehen haben, ist die λ/8-Leitung sehr kurz, was die Herstellung von definierten Kurzschlüssen erheblich erschwert. Weiterhin werden Abgleichmöglichkeiten gebraucht, außerdem soll Vos möglichst ohne zusätzliche Schaltelemente zugeführt werden können. Alle diese Bedingungen sind konstruktiv zu berücksichtigen.

Wie vorher angeführt, werden die Impedanzverhältnisse nicht geändert, wenn sich die Leitungslänge um λ/2 ändert. Die Leitung wird also 5/8λ, lang gemacht und der Kurzschluß am Leitungsende durch eine niederohmige λ/4-Drossel mit niederigem Z (5 bis 10 Ω) realisiert. Sie wirkt durch ihre Fläche gleichzeitig als Kapazität (C7 im Schaltbild). Es wird daher:

Leitungslänge l = 2,6 × 5 (5/8 λ!) = 13 mm (Im Schaltbild als L2 gekennzeichnet).

Für den erforderlichen Wellenwiderstand von ZL = 70 Ω wird die Leiterbreite 1 mm.

4.3.3. Trennkondensatoren C1 / C2

Sie sind erforderlich, um die Betriebsspannungen des Transistors durch die äußere Beschattung nicht kurz zu schließen, sollen aber die Betriebsfrequenz nicht sperren. Scheibenkondensatoren oder Kondensatoren aus der Dickfilmtechnik (Chip-Kondensatoren) der bekannten Bauformen scheiden hierfür aus. Spezial-Kondensatoren sind zwar seit einiger Zeit erhältlich, sie sind aber bei Abnahme kleiner Stückzahlen sehr teuer. Wir bauen deshalb unsere Trennkondensatoren selbst:

Die Leiterbahn am Eingang und am Ausgang wird aufgetrennt, wobei die Spaltbreite ca. 0,2 bis 0,5 mm betragen soll. Ein der Leiterbahn-breite entsprechendes Stück Metallfolie wird auf der einen Leiterbahnseite festgelötet und liegt etwa 3 mm über der anderen Seite. Als Dielektrikum schiebt man Tesafilm (Er ≈ 10, d = 0,1 mm) oder ähnliche Isolierfolie dazwischen und fixiert die Anordnung mit Lack (Nagellack, trocknet schnell). Der Verfasser hat auch mit Erfolg mit Nagellack als Dielektrikum (!) solche Kondensatoren gebaut (Trokkenzeit beachten, prüfen auf eventuellen Kurzschluß).

Für die Kapazität gilt

Eq 1

Das ergibt bei:
Er = 10,
d = 0,01 mm
F = 0,06 cm2 (2 × 3 mm)
C = 5 pF ≈ 3 Ω/10GHz

Dieser Wert reicht zur Kopplung völlig aus.

Bei Sondenkopplung des Ein-/Ausgangs kann der Trennkondensator selbstverständlich entfallen.

4.3.4. Dr1 und 50-Ω-Leitungen

Dr1 ist eine λ/4-Drossel mit ZL = 120 Ω.
Ihre Leitungslänge: l = 5,2 mm
Leiterbreite: b = 0,3 mm.

Verstärker-Eingang und -Ausgang sowie Mischer- und Oszillator-Eingang sind für einen reellen Wellenwiderstand von Z = 50 Ω ausgelegt. Die Leiterbreite b = 2,3 mm.

Bild 16 zeigt eine Skizze im Maßstab 2:1 mit den errechneten Leiterbahnmaßen.

Bild 16
Bild 16: Bestückungsplan zur Platine DL3ER 003

4.4. Inbetriebnahme des Verstärkers

An der Spannungsversorgung wird UDS = +3 V eingestellt. Der Spannungsinverter wird dann ca. -2,8V liefern. Man prüft, ob die entsprechenden Ströme geliefert werden können. Wir müssen dabei berücksichtigen, daß der Inverter erst hochlaufen muß, der Transistor also über IDSS (UGS = 0) eingeschaltet wird. IDSS beträgt etwa 50 mA und ist nicht schädlich. Im eingeschwungenen Zustand dürfen sich die Spanungen UDS = 3 V und UGS = -2,8 V bei Belastung durch max. 30 mA beziehungsweise ca. 10 mA nicht ändern.

Bei dieser Vorprüfung ist der Verstärker noch abgetrennt. Nach dem Zusammenschalten stellt man P1 so ein, daß die maximale GateVorspannung, also etwa -2,8 V, am Gate anliegen wird. Nach dem Einschalten wird über R1 der Spannungsabfall hochohmig gemessen und IDS ≈ 10 mA eingestellt. Ein "Zappeln" des Stromes zeigt an - z.B. wenn die Schaltung berührt wird -, daß der Verstärker schwingt. Bisher allerdings sind Schwingneigungen bei Versuchsaufbauten des Verfassers bei sorgfältigem Aufbau nicht beobachtet worden.

Zur Beachtung

Gate-Vorspannungen über -5 V sowie über +0,5 V sind zu vermeiden. Die Gate-Source-Strecke wird bei Spannungen über +0,7 V zerstört. Um Einwirkungen elektrostatischer Aufladungen zu vermeiden, soll deshalb P1 so niederohmig wie möglich sein.

4.4.1. Abgleichmöglichkeiten

Unter Verzicht auf Breitbandigkeit, aber für Amateurzwecke völlig ausreichend, sind Abgleichmöglichkeiten gegeben. Bild 17 zeigt sie. Dabei werden auf den Leiterbahnen kleine Plättchen aus dünner Metallfolie, etwa 1,5 mm × 3 mm groß, versuchsweise in beiden Achsenrichtungen verschoben und damit geringster Rauschfaktor oder höchste Verstärkung (fast identisch) eingestellt. Im Bild sind nur die Möglichkeiten skizziert. Es werden bei weitem nicht alle Plättchen gebraucht.

Bild 17
Bild 17: Abgleichmöglichkeiten am 10-GHz-Verstärker.

Am besten klebt man das Plättchen auf einen dünnen Isolierstift und sucht die beste Einstellung. Danach lötet man das Plättchen am ermittelten Ort fest. Man sollte beim Suchen aber Kurzschlüsse zwischen spannungsführenden Leiterbahnen und Masse tunlichst vermeiden.

Die Plättchen-Einstellung ist weitgehend unabhängig von Einstellungen an den Abgleichschrauben am Hohlleiter bei Sondenkopplung. Allerdings können weitere Versuche Verbesserungen bringen bei Veränderungen auf der Hohlleiterseite.

Mit einem Netzwerkanalysator könnten natürlich diese Anpassungsprobleme elegant meßtechnisch verfolgt und gelöst werden. Es hat aber keinen Sinn Meßmethoden anzugeben, die nur ganz wenigen (professionellen) Amateuren zur Verfügung stehen. Wie man aus den Meßergebnissen sieht, lassen sich auch mit einfachen Mitteln brauchbare Resultate erzielen.

4.5. Meßergebnisse integrierter Verstärker/Mischer

Gegenüber dem bereits guten Mischer verbessert der integrierte Verstärker/Mischer die Rauschzahl nur wenig. Eine Verbesserung wäre nur durch ein Spiegelfrequenzfilter zwischen Verstärker und Mischer möglich(2). Seine Vorteile liegen aber trotzdem in der Unterdrückung der Oszillatorfrequenz, und in der Verringerung des Einflusses von Empfindlichkeitsschwankungen des Mischers z.B. durch verringerte Oszillatorleistung.

Ergebnisse:
Rauschfaktor FDSB = 3 dB
Oszillator-Unterdrückung ≈ 30 dB
mit:
ZF = 144 MHz
FZF = 1,5 dB
POsz = 3 mW bei 10,368 GHz
fe = 10,224GHz

Eine Verstärkungsmessung war dem Verfasser nicht möglich. Sie kann aber anhand der Transistordaten und der Versuchsergebnisse zu etwa 5 bis 6 dB angenommen werden.

4.6. Meßergebnisse Verstärker mit Spiegelfrequenzfilter vor dem Mischer

Der nach den Aufbauhinweisen Bild 14/15 gebaute Verstärker wurde mit dem Hohlleiter-filter nach Abschnitt 3, Bild 11, sowie dem Mischer mit Sondeneinkopplung in den Hohlleiter nach Abschnitt 1, Bild 6, zusammenge- schaltet. Der Meßaufbau war wie vorher. Die Rauschzahl verbesserte sich wie erwartet.

FESB = 3,5 dB.

Die Unterdrückung der Oszillatorfrequenz blieb etwa gleich.

Die Verstärkung des Verstärkers allein wurde zu ca. 5 bis 6 dB gemessen, wie vorher bereits abgeschätzt wurde.

4.6.1. Anmerkung zum Aufbau

Die Platine nach Bild 15 ist auf 38 mm gekürzt. Der noch verbleibende Rest des Hybridmischers, nicht aber die gedruckten Kapazitäten, werden bis zum Leitungsknick, ca. 5 mm hinter dem Trennkondensator-Spalt, entfernt. Man kann dazu nach dem Belichten und vor dem Ätzen die nicht benötigten Leiterbahnen mit Lösungsmittel entfernen oder man ätzt zweimal, wobei Ober- und Unterseite entsprechend abzudecken sind.

4.7. Hinweise für dan Anbau an Hohlleiter

4.7.1. Integrierter Verstärker/Mischer

Der Aufbau erfolgt ähnlich Bild 6 und ist in den Bildern 18 und 19 dargestellt.

Bild 18
Bild 18: So kann man Verstärker-und Spannungsversorgungsplatinen am Hohlleiter anbringen, und die Sondenkopplung ausführen.

Bild 19
Bild 19: Musteraufbau der in Bild 18 gezeigten Anordnung.

Der Verstärker ist mit einer 0,8 mm dicken Montage-Messingplatte auf dem Hohlleiter befestigt. Die Gewinde für die Befestigung (M 1,4) sind in den Hohlleiter gebohrt. Es ist lediglich darauf zu achten, daß die Schrauben in der Hohlleitermitte nicht überstehen, diejenigen am Rande des Hohlleiters stören kaum, wenn sie nur etwa 1 bis 2 mm hineinragen. Unter der Montageplatte sitzt der ZF-Vorverstärker, der über ca. 680 pF direkt mit dem Mischertiefpaß verbunden ist. An der Schmalseite des Hohlleiters ist die Spannungsversorgung angebracht. Die Oszillator-Einspeisung erfolgt koaxial über eine 50-Ω-Leitung wie in Bild 5 skizziert.

4.7.2. Verstärker allein

Um mit einem einzelnen Verstärker - für Empfangs- aber auch Sendezwecke - experimentieren zu können, wurde eine Platine DL3ER 003 ohne Mischer hergestellt und bestückt.

Sie wird unter Zwischenlage einer Montageplatte aus 0,8-mm-Messingblech auf ein Stück Hohlleiter geschraubt (Bild 20). Dieser erhält 2 Trennwände, damit die Sonden für Ein- und Auskopplung des Verstärkers sicher entkoppelt sind. Der Hohlleiter ist so lang, daß an Verstärker-Ein- und Ausgang je 3 Anpaßschrauben und ein Flansch Platz haben (Bild 21). Die Spannungsversorgung findet auf der dem Verstärker gegenüberliegenden Seite des Hohlleiters ihren Platz. Inbetriebnahme und Abgleich wurden bereits beschrieben.

Bild 20
Bild 20: Anbringen eines Verstärkers mit seiner Spannungsversorgung am Hohlleiter.

Bild 21
Bild 21: Musteraufbau eines 10-GHz-Verstärkers mit Hohlleiter-Ein- und -Auskopplung, sowie pos. und neg. Spannungsversorgung.

5. Spannungsversorgung

Der GaAs-FET-Verstärker mit dem CFY11 benötigt UDS = +3 V, sowie eine zwischen 0 und -2 V einstellbare negative Gate-Vorspannung zum Festlegen des Drainstromes zwischen 10 und 15 mA. Zum Vermeiden einer eventuellen elektrostatischen Aufladung des Gate, die den GaAs-FET zerstören kann, soll die Gate-Source-Strecke gleichstrommäßig niederohmig sein. Das Trimmpoti zur Einstellung soll deshalb nicht größer als 2,5 kΩ sein.

Grundsätzlich könnten beide Spannungen aus Batterien geliefert werden, deren Ladezustand dann allerdings laufender Überwachung bedarf. Besser ist es, die Betriebsspannungen aus der allgemeinen 12-V-Versorgung zu gewinnen.

Negative Spannungen - auch kleiner Leistung, wie man sie als Vorspannung benötigt - aus einer positiven Versorgungsspannung zu erzeugen, war bislang nur unter erheblichem Material- und Platzaufwand möglich. Dieses Problem löst nun ein monolithischer C-MOS-Spannungswandler, der ICL7660 von INTERSIL. Er kann den niederohmigen Spannungsteiler zur Gate-Spannungseinstellung treiben(8). Bild 22 zeigt das einfache Anwendungsschaltbild und Bild 23 eine Platine für unseren Verwendungszweck. Der Stückpreis von ca. DM 10,- für die ICL7660 ist angemessen. Um den Inverter universell einsetzen zu können, wurde er als Einzelmodul auf einer 25 mm × 25 mm großen Epoxiplatine aufgebaut. Diese wird dann auf die 3-V-Spannungsversorgungsplatine mit 4 Lötstiften im Abstand von ca. 5 mm aufgelötet (Bild 24).

Bild 22
Bild 22: Beschaltung des ICL7660 CPA zum Erzeugen einer negativen Spannung aus einer positiven Eingangsspannung zwischen 1,5 und 10V.

Bild 23
Bild 23: Zur Vorspannungserzeugung für den 10-GHz-Verstärker auf der Platine DL3ER 004 wurde die DIP-Ausführung des ICL7660 genommen.

Bild 24
Bild 24: Platine für die 3-V-Versorgung mit Montagefläche für den Inverter nach Bild 23.

Beachtet werden muß folgendes: Bei Eingangsspannungen unter 3,5 V ist der Anschluß LV (Pin 6) des ICL7660 an Masse zu legen; bei höheren Spannungen bleibt er offen.

Die Diode Dx ist nur bei Eingangsspannungen über 6,5 V erforderlich. Bei niedrigeren Eingangsspannungen wird sie nicht benötigt oder sie ist kurzzuschließen. Die integrierte Platine ermöglicht einen raumsparenden Zusammenbau mit dem CFY11-Verstärker am Hohlleiter (Bild 25). Die Platinenbreite beträgt deshalb wie für alle Baugruppen 25 mm.

Bild 25
Bild 25: Die Spannungsversorgung auf dem Hohlleiter.

6. Literatur

  1. HP-Application Note 973: 12 GHz Amplifier Designs using the HFET-2201
  2. Vollhardt, D., DL3NQ: Rauschen von Misch- und Vorstufen bei SHF, UKW-Berichte 16 (1976) Heft 1, Seite 51-59
  3. Lentz, R., DL3WR: Rauschen in Empfangsanlagen, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 3, Seite 164-180
  4. Lübbe, B., DJ5XA: Empfangskonverter für das 24-cm-Band mit Schottky-Dioden-Mischer, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 4, Seite 194-205
  5. Meinke-Gundlach: Taschenbuch der Hochfrequenztechnik Abschnitt über "Leitungen"
  6. Grimm, J., DJ6PI: Zweistufige rauscharme Vorverstärker für die Bänder von 24 cm bis 12 cm, UKW-Berichte 19 (1979) Heft 3, Seite 130-141
  7. James Fisk, W1HR: Microstrip Transmission Lines, Ham Radio, Jan. 1978, Seite 28-36
  8. Fa. INTERSIL: Datenblatt des ICL7660 Monolithischer C-MOS-Spannungswandler
  9. Dr. Tomasotti, G., Laboratorio di Radioastonomia Bologna, Italy: Simple Automatic Noise Meter, Electronic Engineering, May 1979, Seite 27-29
  10. Schumacher, W., DJ9XN: Dimensionierung von Streifenleitungskreisen in Microstriptechnik, UKW-Berichte 11 (1971) Heft 4, Seite 206-219 und UKW-Berichte 12 (1972) Heft 1, Seite 9-20
  11. Ulbricht, M., DB2GM: Ein Rauschgenerator für VHF und UHF, UKW-Berichte 21 (1981) Heft 3, Seite 148-153

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DL3ER, Erwin Schäfer.