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6. Aufbauhinweise
Es ist ratsam, die drei Baugruppen VHF-Teil, ZF-Verstärker und Rasterteil so abgeschirmt aufzubauen, wie dies in der UKW-Technik erforderlich ist. Besonders beim VHF-Teil ist dies angebracht, damit die Oszillatorstörstrahlung unterhalb der von der Post zugelassenen Grenzen bleibt. Wegen der hohen Rückwärtsdämpfung der MOSFET-Vorstufe ist eine Oszillatorabstrahlung über die Antenne nicht zu befürchten. Wenn der gesamte Tuner nicht in ein geschlossenes Metallgehäuse eingebaut werden soll, dann ist auch das ZF-Teil gut abzuschirmen, damit keine Kurzwellensender einstreuen können. ZF-Störungenäußern sich besonders bei schwach einfallenden Stationen als sehr unangenehme Pfeif- und Zwitschergeräusche.
Auch für die Rasterbaugruppe empfiehlt sich ein HF-dichter Aufbau, weil die steilen TTL-Impulse ein beträchtliches Oberwellenspektrum aufweisen. Zwar konnte der Frequenzplan des Empfängers so ausgelegt werden, daß keine Oberwelle der durch 4 geteilten Oszillatorfrequenz in das Empfangs- oder Spiegelfrequenzband fällt (es entstehen dadurch also keine Pfeifstellen), doch könnte die 428. Harmonische der Phasenvergleichsfrequenz (25 kHz) die Zwischenfrequenz stören. Weiterhin liegen einige Oberwellen des 5-MHz-Quarzoszillators im Empfangsband. Die Ordnungszahlen sind aber auch hier relativ hoch, so daß die Störamplituden nur geringe Werte erreichen und durch einen sinnvollen mechanischen Aufbau ausreichend entkoppelt werden können.
Aus diesem Grund werden alle Baugruppen mit einer umlaufenden, 25 mm hohen Abschirmung (Messingblech 0,5 bis 1 mm dick) versehen und auf ein Blechchassis geschraubt. Zweckmäßigerweise ordnet man VHF- und ZF-Teil auf der einen, den Rasterteil dagegen auf der anderen Seite an. Verwendet man ein geschlossenes Metallgehäuse, dann kann man auf die Deckel der Baugruppen verzichten. Alle Anschlußpunkte die Gleichspannung führen, werden mit Durchführungskondensatoren (2 nF oder mehr) abgeblockt. Die HF-Verbindungsleitungen bestehen aus dünnem Koaxialkabel (RG-174/U oder ähnlich).
6.1. VHF-Teil DK1OF 020
Hierfür wurde eine einseitig kaschierte Leiterplatte entwickelt; ihr Bestückungsplan ist in Bild 11 dargestellt. Der lichte Abstand zwischen Platinenunterseite und Montagefläche beträgt - wie auch bei den anderen Baugruppen - etwa 5 mm. Darauf ist beim Zusammenlöten mit den Abschirmblechen zu achten. Wie das Foto (Bild 12) zeigt, sind über den Transistoren T201 und T202 Querwände einzulöten. Die notwendigen Ausschnitte für die beiden MOSFETs sollten so knapp wie möglich bemessen sein.
Bild 11: Bestückungsplan und Leieterplatte des VHF-Teils DK0OF 020
Bild 12: Musteraufbau des VHF-Teils DK0OF 020
6.1.1. Spezielle Bauteile
| T201, T202 | 40841, 40673, 3N140 (RCA) oder ähnl. dual-gate-MOSFET |
| T203 | BF245A (TI) oder W245A (Siliconix) |
| D201...D204 | Silizium-Kapazitätsdioden BB 104 grün (Siemens) |
| L201 | 6 Wdg. vers. Kupferdraht 1 mm ø auf Spulenkörper mit 6 mm Außen-ø. Windungsabstand 1 mm (besonders einfach mit Rippenkörper, Steigung 2 mm). UKW-Kern (braun). 1. Anzapf 1,25 Wdg. (Antenne), 2. Anzapf 3, 75 Wdg. (Gate) vom kalten Ende |
| L202 | Wie L201, kein Anzapf |
| L203 | Wie L201, Anzapf 3,75 Wdg. vom kalten Ende |
| Abstand L202 - L203 | 12,5 mm (Mitte zu Mitte) |
| L204 | 4 Wdg., sonst wie L201, Anzapf 1,25 Wdg. v. k. E. |
| L205 | 36 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,3 mm ø auf Vogt-Spulenbausatz SL-1966 |
| L206, L207 | Ferritdrosseln ca. 20 µH (unkritisch), Raster max. 17,5 mm |
Alle Kondensatoren: keramische Scheiben (Raster 5 mm); für die ZF-Auskopplung (33 pF, 82 pF) sind auch Röhrchen brauchbar. Für die Widerstände steht ein Rastermaß von 10 mm oder mehr zur Verfügung.
6.2. ZF-Teil DK1OF 021
Den Bestückungsplan dieser ebenfalls nur einseitig mit Leiterbahnen versehenen Platine zeigt Bild 13. Die Verbindungsleitung von Pt203 nach Pt211 kann - wenn sie nicht länger als ca. 2 cm ist - mit einem Stück isolierten Schaltdrahtes hergestellt werden. Bei größeren Längen ist hierfür Koaxialkabel vorzuziehen. In diesem Fall muß der 82-pF-Kondensator (parallel zu Pt 203) entsprechend der Kabelkapazität verkleinert werden. Bei dem RG-174/U-Kabel kann man mit etwa 1,5 pF/cm rechnen. Die Verstärker I211 und I212 sind möglichst kurzdrähtig einzulöten; bei I213 empfiehlt es sich nicht, eine Steckfassung vorzusehen. Bild 14 zeigt den Musteraufbau von der Bauteil- bzw. von der Leiterseite, wo ebenfalls kleine Trennwände eingelötet sind.
Bild 13: Bestückungsplan und Leieterplatte des ZF-Teils DK0OF 021
Bild 14: Musteraufbua des ZF-Teils DK0OF 021
6.2.1. Hinweise zu den Bauelementen
| I211, I212 | CA3028 oder CA3028A (RCA) |
| I213 | TBA120 oder TBA120S (Siemens, AEG-Tfk) (Bei Verwendung des TBA120S sind die 15-pF-Kondensatoren wegzulassen) |
| T211 | BC107, BC108, BC109 oder beliebiger NPN-Si-Transistor |
| D211 | AA116 oder ähnliche Ge-Diode |
| L211, L212, L213 | 36 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,3 mm ø auf Vogt-Bausatz SL-1966 |
| L214, L215 | 18 Wdg., sonst wie oben |
| F211, F212 | Quarzfilter TQF-2599 (TOYOCOM, Japan) |
6.3. Rasterteil DK1OF 022
Die hierfür entwickelte Platine ist 115 mm × 85 mm groß, beidseitig mit Leiterbahnen versehen und durchkontaktiert. Für alle integrierten Schaltungen mit Ausnahme des ECL-Flipflops I221 können Steckfassungen verwendet werden; die Grenzfrequenz des programmierbaren Frequenzteilers liegt auch dann noch über 45 MHz. Eine eventuelle Fehlersuche wird dadurch wesentlich erleichtert.
6.3.1. Bauelementen des Rasterteils
| I221 | SP601B (Plessey); neue Bezeichnung: SP8601BT |
| I222, I225, I226 | SN74196N (TI) oder FLJ381 (Siemens) |
| I223 | SN74H102N (TI) |
| I224 | SN7430N (TI) oder FLH131 (Siemens) |
| I227 | SN74197N (TI) oder FLJ391 (Siemens) |
| I228 | SN7486N (TI) oder FLH341 (Siemens) |
| I229 | SN7427N (TI) oder FLH621 (Siemens) |
| I2210, I2211 | SN7490N (TI) oder FLJ161 (Siemens) |
| I2212 | SN7473N (TI) oder FLJ121 (Siemens) |
| I2213 | MC4044P (Motorola) |
| I2214 | TBA221B (Siemens) oder 741CM (versch. Hersteller) |
| T221, T222 | 2N5179 (RCA) |
| T223 | BF272 (SGS) |
| T224 | 2N709 (Fairchild, auch andere Hersteller) |
| T225, T227, T228 | 2N914, 2N708, BSY18 oder ähnlich |
| T226 | BC108 oder beliebiger NPN-Si-Transistor |
| Quarz | 5,000 MHz + 1 × 10-4, Parallelresonanz, Bürde ca. 30 pF, Halter HC-6/U |
| Serientrimmer | keram. Scheibentrimmer oder Folientrimmer 10 mm ø, 10 bis 60 pF |
| Einstellwiderstand | 50-kΩ-Trimmpotentiometer, liegende Form, Raster 10/5 mm |
Alle Kondensatoren ≤ 47 nF: keramische Scheiben
0,1-µF-Werte: MKL, MKH oder ähnl. Folienkondensatoren
1 µF, 4,7 µF, 22 µF: Al- oder Tantal-Flkos
Der Bestückungsplan ist in Bild 15 zu sehen, die Fotografie des Mustergerätes zeigt Bild 16. Die 82-Ω-Siebwiderstände an den Dateneingängen werden stehend zwischen Platine und Durchführungskondensatoren eingelötet.
Bild 15: Bestückungsplan und Leiterplatte des Rasterteils DK10F 022
Bild 16: Musteraufbau des Rasterteils DK10F 022
7. Ziffernschalter und Programmspeicherung
Wie die Tabelle (Abschnitt 5.2. in Teil 1) zeigt, erfolgt die Programmierung des Einstellteilers (Eingänge A1 bis C4) im positiven (nichtinvertierten) BCD-Code. Es sind daher Ziffernschalter erforderlich, die ebenfalls im BCD-Code arbeiten. Zweckmäßig ist es, Schalter mit invertierter BCD-Codierung zu verwenden und so die Datenleitungen, die L-Signal (L = "low" = logisch null) führen sollen, nach Masse zu schalten. Die Eingänge, die H-Signal (H = "high" = logisch eins) haben müssen, können einfach offen bleiben. Eventuelle Störeinstrahlungen schließen die Durchführungskondensatoren kurz.
In Bild 17 ist die Zusammenschaltung des Rasteroszillators mit invertiert-BCD-codierten Ziffernschaltern angegeben. Die Zahlen in den Symbolen der Schalter geben die "Wertigkeit" des entsprechenden Kontaktes an. Die "8" bedeutet also, daß dieser Kontakt bei eingestellter Zahl 8 geöffnet ist, während die übrigen Kontakte geschlossen bleiben. Bei der Zahl 6 sind daher die Kontakte "4" und "2" geöffnet, die Kontakte "8" und "1" dagegen geschlossen.
Bild 17: Stationswahl und Senderspeicherung mit invertiert-BCD-codierten Ziffernschaltern
Die Diode in der Datenleitung C4 (Bild 17 ganz links) sollte eine Germanium-Diode sein, damit der Spannungsabfall an ihr kleiner ist als derjenige der Basis-Emitter-Diode von Transistor T226. Auch die entsprechende Diode am Programmstecker beziehungsweise am Stufenschalter muß eine Ge-Diode sein; der Typ ist unkritisch (z.B. AA118).
Eine Anordnung zur Kanalspeicherung läßt sich relativ einfach und ohne mechanischen Aufwand realisieren. Sie ist ebenfalls in Bild 17 dargestellt. Mit dem Stufenschalter S können außer den Ziffernschaltern (Stellung 0) verschiedene Diodengruppen angewählt werden (Schaltstellungen 1, 2, 3 usw. ), von denen jede ein "fest verdrahtetes Programm" repräsentiert. Man wird dies konstruktiv zweckmäßig so lösen, daß man an der Rückseite des Geräts eine Steckerleiste anordnet, die mit den Dateneingängen Al bis C4 sowie mit dem Stufenschalter verbunden ist. Die Dioden lötet man einfach an den Stecker entsprechend der Tabelle in Abschnitt 5. 2. Die Datenleitungen, die "L"-Signal führen sollen, müssen mit den Dioden verbunden sein. Eine 21polige Stiftleiste reicht für maximal 11 Programme. Auf diese Weise kann man leicht die Programmierung ändern, ohne das Gerät öffnen zu müssen.
Sollen nichtinvertiert codierte Ziffernschalter verwendet werden, so sind folgende Änderungen notwendig:
- Sämtliche Dioden in Bild 17 sind umzupolen.
- Alle Dateneingänge (A1 bis C4) werden zusätzlich über Widerstände von je 180 Ω an Masse gelegt.
- Der Mittelkontakt des Stufenschalters muß nun nicht mit Masse, sondern mit +5 V verbunden werden.
- Die zur Kanalspeicherung verwendeten Dioden müssen an den Datenleitungen liegen, für welche die Tabelle "H"-Signal vorschreibt.
Statt der Ziffernschalter lassen sich auch normale Stufenschalter mit 10 Stellungen (oder mehr) verwenden. Bild 18 zeigt diese Möglichkeit. Allerdings ist dann eine größere Anzahl von Dioden (53 Stück) erforderlich.
Bild 18: Stufenschalter zur Senderwahl
8. Inbetriebnahme und Abgleich
Bevor man die drei bisher beschriebenen Baugruppen endgültig in das Gehäuse montiert, wird man sie zweckmäßigerweise zuerst überprüfen und vorabgleichen. So lassen sich eventuell vorliegende Fehler noch bequem korrigieren. Der Endabgleich erfolgt erst im fertig aufgebauten Gerät; es werden dabei keine größeren Korrekturen mehr notwendig sein.
8.1. Tuner und ZF-Teil
Mit einem kurzen Stück Schaltdraht verbindet man den ZF-Ausgang (Pt203) mit dem Eingang des ZF-Verstärkers (Pt211), der Oszillatorausgang (Pt205) bleibt zunächst noch offen. An Pt201 legt man eine geeignete Antenne (Z ≈ 60 Ω, bei grober Fehlanpassung (SWV > 3) kann die Vorstufe schwingen), an den NF-Ausgang über 0,1 µF einen NF-Verstärker mit Lautsprecher oder einen hochohmigen Kopfhörer. Pt204 erhält probeweise eine einstellbare Vorspannung (0 bis +12 V), die man über ein 10-kΩ-Potentiometer der Betriebsspannung entnehmen kann. Den Regelspannungseingang (Pt202) legt man zunächst über 120 kΩ an Pt206. Nun wird die Versorgungsspannung von VHF- und ZF-Teil eingeschaltet; anschließend überprüft man die Sourcespannungen von T201 und T202; Abweichungen bis zu 50 % sind noch tragbar, sonst sollten die Transistoren gegen andere Exemplare ausgetauscht werden. Drehtman nun das Abstimmpotentiometer durch, so wird man bereits einige starke Sender hören.
Zunächst muß der Oszillatorfrequenzbereich eingestellt werden. Dies ist besonders einfach und bequem, wenn ein VHF-Zähler zur Verfügung steht. Er kann an Pt205 angeschlossen werden. Bild 19 zeigt die Abhängigkeit der Empfangsbzw. Oszillatorfrequenz von der Abstimmspannung. Bei einer Abstimmspannung von 2,5 V stellt man nun den Schraubkern der Spule L204 so ein, daß der Oszillator mit 98,5 MHz schwingt (wenn kein Zähler vorhanden ist, muß man sich an kräftig einfallenden Sendern orientieren, deren Frequenz bekannt ist). Erhöht man die Spannung an Pt204 auf 8,5 V, dann sollte der Oszillator bei 116 MHz schwingen, entsprechend einer Empfangsfrequenz von etwa 105 MHz. Ist der überstrichene Frequenzbereich bei der angegebenen Spannungsänderung (2,5 bis 8,5 V) zu groß, dann muß der L204 parallel liegende 4,7-pF-Kondensator etwas vergrößert werden, im umgekehrten Fall ist er zu verkleinern. Mit den nächstgelegenen Normwerten (3,9 bis 5,6 pF) wird man sicher auskommen. Abweichungen von der in Bild 19 angegebenen Kurve von ±1 MHz am unteren und ±2 MHz am oberen Bereichsende sind zulässig.
Bild 19: Abstimmkurve der Empfangsfrequenz fe bzw. der Oszillatorfrequenz fo
Nun legt man ein Voltmeter (Bereich ca. 1 V, Ri ≥ 20 kΩ) zwischen Pt212 und Pt213. In Bandmitte (ca. 96 MHz) sucht man einen starken Sender, der einen merklichen Ausschlag am Instrument hervorruft und trimmt die Vorkreise (L201 bis L203) sowie die ZF-Kreise (L205 sowie L211 bis 213) auf maximale Anzeige. L214 kann vorab gehörmäßig auf geringste Verzerrungen eingestellt werden.
8.2. Rasterteil
Zuletzt wird das Rasterteil in Betrieb genommen. Man verbindet den Oszillatorausgang des Tuners (Pt205) durch ein Stück Koaxialkabel (Länge unkritisch) mit dem Eingang des Vorteilers (Pt221); der Ausgang (Pt223) wird an den Abstimmeingang (Pt204) gelegt und die provisorische Vorspannungserzeugung dort entfernt. Nachdem die Ziffernschalter probeweise mit den Dateneingängen verbunden wurden, legt man die Versorgungsspannungen an Pt224 (+15 V) und Pt 222 (4,9 bis 5,2 V, ca. 350 mA). Nun wird die Spannung an Stift 3 von I213 über einen 1-kΩ-Vorwiderstand gemessen; wenn sie zwischen 1,5 und 3 V liegt, sind Quarzoszillator und Frequenzteiler (: 200) mit großer Wahrscheinlichkeit in Ordnung. Wer einen Oszillografen zur Verfügung hat, kann sich natürlich leicht vom Vorhandensein der 25-kHz- Rechteckschwingung an diesem Punkt überzeugen.
Nun schaltet man das Voltmeter zwischen Pt223 und Masse (Bereich etwa 10 V) und stellt eine Empfangsfrequenz von ca. 96 MHz ein. Beim Durchdrehen des 50-kΩ-Trimmwiderstandes wird nun der Regelkreis bei einer bestimmten Stellung einrasten, das heißt am Meßinstrument muß die zur Eingangsfrequenz von 96 MHz gehörende Abstimmspannung von ca. 4,6 V zu messen sein. Im eingeregelten Zustand wird die Spannung am Testpunkt TP (Pt225) etwa 1,4 V betragen; sie kann nötigenfalls durch geringes Verdrehen des 50-M2-Trimmers korrigiert werden.
8.3. Endabgleich
Der Endabgleich wird - wie bereits erwähnt - am fertig aufgebauten und verdrahteten Gerät vorgenommen. Man stellt einen nicht zu kräftigen Sender ein und korrigiert zunächst den Abgleich der Vor- und ZF-Kreise (Kriterium: Spannung zwischen Pt212 und Pt213); die Oszillatoreinstellung dürfte sich nicht verändert haben. Wenn nötig, ist sie natürlich nachzutrimmen (L204). Zur Einstellung des Phasenbandfilters (L214, L215) sucht man sich eine kräftig einfallende Station, die innerhalb ±300 kHz keine Nachbarsender hat. Sie möge beispielsweise bei 97,0 MHz liegen. Nun notiert man sich die Gleichspannungswerte am NF-Ausgang des Demodulators bei den Nachbarfrequenzen (in diesem Beispiel also bei 96,8; 96,9; 97,0; 97,1; 97,2 MHz) und trägt sie in ein Diagramm ein (siehe Bild 7). Bei ganz entferntem Abgleichkern von L215 versucht man nun durch Abstimmen der Spule L214 eine möglichst symmetrische Kurve zu erzielen. Die absolute Höhe der gemessenen Spannung ist nicht ausschlaggebend; sie ist von Bauteiltoleranzen abhängig und wird bei der Mittenfrequenz zwischen 4 und 8 V liegen. Die Steilheit der Demodulatorkennlinie liegt durch die Dämpfungswiderstände parallel zu L214 und L215 fest.
Nachdem man die Kurve möglichst gut symmetriert hat (die Linearität wird noch nicht ganz optimal sein), notiert man sich den Gleichspannungswert am NF-Ausgang bei exakter Sendereinstellung und dreht den Kern von L215 gerade so weit in die Spule, bis derselbe Wert wieder erreicht wird. Dann liegen die Wendepunkte der Diskriminatorkennlinie symmetrisch zur Mittenfrequenz. Die letzten Feinheiten können mit dieser primitiven Abgleichmethode nicht herausgeholt werden. Ein Wobbelsichtgerät erleichtert den ZF-Abgleich wesentlich. Der Verfasser hat die oben beschriebene Abgleichprozedur mehrmals am Mustergerät vorgenommen und mit einem Wobbelsender überprüft; die beobachteten Abweichungen waren jedoch nicht so , daß man eine Qualitätseinbuße befürchten müßte.
Zuletzt wird der Ziehtrimmer (in Serie zum Quarz) justiert. Zu diesem Zweck wählt man einen mittelstarken Sender, dessen Nachbarkanäle frei sind. Man beobachtet das zwischen Pt 212 und Pt 213 liegende Voltmeter und schaltet je einen Kanal nach oben und unten. Der Trimmer wird so eingestellt, daß die Abnahme der Anzeige auf beiden Frequenzen dieselbe ist.
9. Zubehör
9.1. Regelverstärker mit Feldstärkeanzeige
Hochwertige HiFi-Empfangsanlagen sind meist mit einem Antennenrotor ausgerüstet; daher muß am UKW-Empfänger eine Einrichtung zur Beurteilung der Senderfeldstärke vorhanden sein, um die Antenne optimal ausrichten zu können. Diesem Zweck dient der in Bild 20 dargestellte Regel- und Anzeigeverstärker. Sein Eingang (Pt233 und Pt234) wird, mit dem Gleichspannungsausgang des ZF-Verstärkers (Pt212 und Pt213) verbunden. Die beiden Transistoren T231 und T232 bildeneinenDifferenzverstärker in der klassischen Röhrenvoltmeterschaltung mit sehr hohem Eingangswiderstand, damit die Gleichrichterschaltung (D211) nicht belastet wird. Der Symmetrierwiderstand R 231 gestattet es, Unterschiede in den Daten der beiden FETs auszugleichen; das Anzeige-Instrumentliegt im Drain-kreis der Schaltung. Es folgt ein Gleichspannungsverstärker (I231), der mit +15 V und -6V versorgt wird, um eine negative Ausgangsspannung (Pt236) zu ermöglichen. Der Ausgang des Regelverstärkers wird mit dem Regelspannungseingang des VHF-Teils (Pt202) verbunden; ein Spannungshub von +6 auf -3 V reduziert die HF-Verstärkung um mehr als 50 dB, so daß der Dynamikbereich der Anzeige beträchtlich vergrößert wird. Der Trimmwiderstand R232 wird so eingestellt, daß die Regelspannung (Pt236) ohne Signal +6 V beträgt.
Bild 20: Schaltbild eines Regel- und Anzeigeverstärkers
9.2. Rauscheperre
Da die UKW-Rundfunksender ununterbrochen ihre Träger aussenden, ist die bei Funkgeräten übliche Squelch-Technik hier nicht sinnvoll, es soll vielmehr das beim Abstimmvorgang auftretende unangenehme Geräusch unterdrückt werden. Es bietet sich an, die an Pt225 stehende Spannung hierfür zu verwenden, da sie nur im eingeregelten Zustand ihren Wert von 1,4 V hat. Während des Abstimmens ist sie größer oder kleiner, je nach Richtung des Frequenzwechsels. In Bild 21 ist das Schaltbild der "Rauschsperre" gezeichnet. Die von Pt225 (Phasenvergleicher) kommende Gleichspannung gelangt über den Anschluß Pt238 und ein Siebglied (100 kΩ/10 nF) auf die integrierten Rechenverstärker I232 und I233. Da diese nicht gegengekoppelt sind, arbeiten sie mit ihrer vollen Leerlaufverstärkung, das heißt sie werden als Komparatoren verwendet. Steigt nun die Eingangsspannung über das durch Dioden festgehaltene Potential von +2 V des oberen Verstärkers, so wird dessen Ausgang nach Plus gehen, T233 erhält dadurch positive Gatespannung und unterbricht den NF-Signalweg. Sinkt dagegen die Spannung an Pt238 unter die Schaltschwelle des anderen Verstärkers (+0,7 V), so wird sein Ausgang nach Plus geschaltet und damit T233 gesperrt. Das RC-Glied (0,1 µF/1 MΩ) sorgt dafür, daß die Schaltspannung zwar rasch ansteigen kann, aber langsam abfällt.
Bild 21: Schaltbild einer Rauschsperre
9.3. Abstimmanzeige
Wie in Teil 1 dieses Aufsatzes bereits dargelegt wurde, ist die ZF-Bandbreite des UKW-Empfängers größer als der Kanalabstand der Sender. Es kann also bei der Sendersuche vorkommen, daß man um einen Kanal falsch abstimmt. Dieser Fehler ist meist nicht sogleich hörbar. Der nun zu beschreibende Schaltungsteil (Bild 22) soll in diesem Fall eine Leuchtdiode einschalten. Ein sicheres Kriterium stellt die Höhe des Gleichspannungspegels am NF-Ausgang des ZF-Teils dar. Wie Bild 7 zeigt, ändert sich dieser Pegel um mehr als 0,5 V bei einer Abweichung von 100 kHz (= 1 Kanal). Die Schaltung ist ähnlich wie die Rauschsperre als Doppelkomparator aufgebaut und steuert ausgangsseitig den Transistor T234, der den Betriebsstrom für die Leuchtdiode schaltet. Die Schwellenwerte sind mit den Trimmpotentiometern R 233 und R234 einstellbar; diese werden so justiert, daß bei korrekt eingestelltem Sender die Lumineszenzdiode gerade sicher verlöscht.
Bild 22: Schaltbild einer Abstimmanzeige
Sollte die Abstimmanzeige (Bild 22) nicht einstellbar sein (erst nach dem endgültigen Abgleich der Diskriminatorspulen L214 und L215!), so weicht der Gleichspannungspegel bei korrekter Senderabstimmung durch Toleranzen von I213 stark von 4,7 V ab. Abhilfe: Spannungsteiler-Widerstand 12 kΩ oder 3,3 kΩ in DK1OF 023c ändern.
9.4. Platine für Regelung, Rauschsperre und Abstimmanzeige
Für die besprochenen drei Schaltungsteile wurde die 100 mm × 40 mm große Leiterplatte mit der Bezeichnung DK1OF 023 entwickelt. Lage und Größe der Bauelemente können dem Bestückungsplan (Bild 23) entnommen werden.
Bild 23: Bestückungsplan und Musteraufbau von Regelverstärker, Rauschsperre und Abstimmanzeige
| I231 bis I235 | TBA221 B (Siemens)oder 741CM (versch. Hersteller) |
| T231, T232 | BF245A (TI) oder W245A (Siliconix) |
| T233 | P1087, W1087 (Siliconix)oder 2N3820 (TI) oder ähnl. P-Kanal-FET |
| T234 | BC108 oder beliebiger Si-NPN-Transistor |
| Alle Dioden | 1N4148 oder beliebige Si-Dioden |
| R231 bis R234 | Schichttrimmer, liegende Form, Raster 10/5 mm |
10. Stereodecoder
10.1. Schaltungsbeschreibung
Aufgabe des Stereodecoders (Bild 24) ist es, aus der demodulierten ZF wieder die beiden NF-Signale (L und R) zu bilden. Frühere Ausführungen enthielten zwar nur wenige Transistoren, dafür aber mehrere Schwingkreise und waren schwierig abzugleichen. Seit einigen Jahren ist eine integrierte Schaltung (CA 3090 von RCA) erhältlich, die außer einer einzigen Spule nur passive Bauteile zur Funktion benötigt. Diese IS enthält 125 Transistoren, 15 Dioden und über 100 Widerstände (!). Sie weist sehr gute Daten auf (Kanaltrennung > 40 dB, Klirrfaktor < 0,3 %), benötigt praktisch keinen Abgleich und bietet automatische Mono/ Stereo-Umschaltung sowie Stereo-Anzeige. Blockschaltbild und Wirkungsweise wurden bereits ausführlich in (5) behandelt, so daß wir uns hier kurz fassen können.
Bild 24: Schaltbild eines Stereodecoder
Das von der Rauschsperre (Pt2310) kommende MPX- (Multiplex-) Signal gelangt über Pt241 und einen Koppelkondensator an Stift 1 des integrierten Decoders I241. Sein Oszillator ist mit einem Serienschwingkreis aufgebaut (L241/C241) und schwingt mit der doppelten Hilfsträgerfrequenz, also mit 76 kHz. Die RC-Kombination an Stift 14 stellt das Schleifenfilter des PLL-Regelkreises dar, der Kondensator an Stift 6 glättet die Steuerspannung für die automatische Mono/Stereo-Umschaltung. Diese Spannung kann über den 12-kΩ-Widerstand und den externen Schalter teilweise kurzgeschlossen werden, um bei schwach ankommenden Stereo-Sendern Mono-Empfang zu erzwingen. Der Widerstand zwischen Stift 7 und Stift 8 bestimmt die Schwelle der automatischen Umschaltung; wird er vergrößert, dann schaltet der Decoder erst bei stärkeren Signalen um. Stift 12 ist der Ausgang des Schaltverstärkers, über einen Vorwiderstand kann hier direkt eine Leuchtdiode angeschlossen werden. Die RC-Glieder 10 kΩ/4,7 nF an den Anschlüssen 9 und 10 stellen die zum Ausgleich der senderseitigen Höhenanhebung notwendige Deemphasis dar; über die 1-µF-Koppelkondensatoren gelangen die NF-Signale zu den Ausgängen Pt244 und Pt245. Die über den Anschlußpunkt Pt 246 eingespeiste Versorgungsspannung wird durch ein Siebglied (220 Ω/100 µF) noch einmal geglättet.
10.2. Aufbauhinweise
Für den Stereodecoder wurde die einseitig kaschierte Leiterplatte DK1OF 024 ausgelegt, sie ist 60 mm × 40 mm groß. Bild 25 zeigt den Bestückungsplan, Bild 26 ein Musterexemplar dieser Baugruppe.
Bild 25: Bestückungsplan des Stereodecoders DK10F 024
Bild 26: Musteraufbau des Stereodecoders
10.3. Bauelemente
| I241 | Integrierter Stereodecoder CA3090Q oder CA3090AQ (RCA) |
| L241 | 110 Wdg. Kupfer-Lack-Draht 0,2 mm ø auf Siferrit-Schalenkern 14 ø × 8, AL = 160(B65541-K0160-A022) mit Abgleichelementen |
| C241 | Styroflex-Kondensator 3300 pF, Rastermaß 12,5 mm |
| Alle Elkos außer 100 µF und 22 µF: Tantal-Tropfen mit ≥ 15 V | |
10.4. Abgleich des Stereodecoder
Zunächst wird der Decoder mit dem Empfangsteil zusammengeschaltet, danach legt man die Betriebsspannung an. Steht ein Frequenzzähler zur Verfügung, so kann man ihn über 100 pF an Stift 15 der IS anschließen und die Freilauffrequenz des Oszillators mit Hilfe des Abgleichkerns von L241 auf genau 76 kHz einstellen. Dabei ist der NF-Eingang (Pt241) zu unterbrechen. Ist kein Zähler vorhanden, so muß man einen schwach einfallenden Stereosender zum Abgleich heranziehen. Man verdreht den Abgleichkern von L241 vorsichtig, bis die Stereoanzeige anspricht. Mit Hilfe eines 50-Ω-Schichtpotentiometers in der Antennenleitung reduziert man schrittweise die HF-Eingangsspannung und gleicht L241 nach, bis die Anzeige nur in einem schmalen Bereich des Abgleichs leuchtet. Es ist wichtig, daß bei der Demodulation des Differenzsignals (L - R) die Phasenlage des regenerierten Hilfsträgers exakt stimmt, weil sonst wegen der Doppelseitenbandmischung die Verzerrungen rasch zunehmen. Der vorstehend beschriebene Abgleichvorgang liefert gute Resultate.
11. Schluss
Für die Versorgung des beschriebenen Geräts sollten stabilisierte und gut gesiebte Versorgungsspannungen verwendet werden, damit die Qualität der empfangenen Sendung nicht durch "interne Störgeräusche" unnötig verschlechtert wird. Die beschriebenen fünf Baugruppen stellen zusammen ein Gerät dar, das die einschlägige Industrie als "Tuner" bezeichnet.
Brumm, der nicht durch die Versorgungsspannungen verursacht wird, kann durch magnetische Einstreuung vom Netztransformator auf die Diskriminatorspulen L214 und L215 entstanden sein. Abhilfe: Einbau dieser Spulen in Transformatorblech oder Mumetall, oder größerer Abstand vom Transformator mit Ausprobieren der günstigsten Einbaulage.
12. Literatur zu Teil 2
DK1OF, Joachim Kestler.