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Die Fortschritte der Halbleitertechnologie sind auch auf dem Gebiet der Unterhaltungselektronik deutlich zu spüren. Programmspeicher mit Sensortasten, Rauschsperre und automatische Scharfabstimmung gehören heute zum selbstverständlichen Bedienungskomfort eines Hi-Fi-Receivers. Was aber in den meisten Fällen zu wünschen übrig läßt, ist die Eich- und Ablesegenauigkeit der Abstimmskala. Einige Empfänger der Spitzenklasse (z.B. Revox A720) sind als Kanalrastergeräte aufgebaut; sie umgehen dadurch alle Probleme bezüglich Skalenmechanik, Frequenzeichung und Programmspeicherung. Ihr Preis liegt jedoch ziemlich hoch (über DM 2000,-), so daß sich der Selbstbau eines solchen Geräts heute durchaus lohnt.
Dieser Aufsatz beschreibt einen Stereo-Tuner zum Nachbau, der in bezug auf Wiedergabequalität, Trennschärfe und Bedienungskomfort auch gehobene Ansprüche befriedigt. Dabei wurde besonderer Wert auf Nachbausicherheit gelegt, um auch dem weniger geübten Amateur den Bau des Geräts zu ermöglichen.
1. Einleitung
In Europa ist für den UKW-Rundfunk der Frequenzbereich von 87,5 bis 104 MHz vorgesehen. Die Sender sind frequenzmoduliert (Maximalhub ± 75 kHz); nahezu alle Stationen arbeiten auf Vielfachen von 100 kHz (87,6; 87,7; 87,8 MHz usw.). Bei Stereosendungen müssen zwei NF-Kanäle übertragen werden, der "linke" (L) und der "rechte" (R), beide haben eine Bandbreite von 15 Hz bis 15 kHz. Das Summensignal (L + R) wird dem Modulator des Senders direkt zugeführt, damit es auch von älteren, nicht für Stereobetrieb ausgerüsteten Empfängern demoduliert werden kann (Forderung nach Kompatibilität). Mit dem Differenzsignal (L - R) wird auf der Senderseite ein 38-kHz-Träger amplitudenmoduliert, die entstehenden Seitenbänder (23 bis 53 kHz) gelangen ebenfalls zum FM-Modulator. Da die Übertragung des vollen 38-kHz-Trägers zu viel Frequenzhub in Anspruch nehmen würde, verwendet man statt dessen ein amplitudenmäßig schwächeres Signal mit der halben Trägerfrequenz, den 19-kHz-"Pilotton". Mit seiner Hilfe kann der 38-kHz-Originalträger im Empfänger wiedergewonnen werden, gleichzeitig dient er zur automatischen Umschaltung Mono/Stereo. Die für den Verkehrsfunk vorgesehenen UKW-Sender strahlen zusätzlich einen 57-kHz-Ton aus, der je nach Versorgungsgebiet mit Niederfrequenzen zwischen 23 und 54 Hz amplitudenmoduliert wird. Für die Dauer der Durchsage kommt noch ein Ton von 125 Hz hinzu(1). Bild 1 zeigt eine Darstellung des ausgestrahlten NF-Spektrums. Wie man sieht, reicht es bis 57 kHz. Die notwendige ZF-Bandbreite des Empfängers' ist also
Δf = 2 × (Hmax + fNF max = 2 × (75 + 57) = 264 kHz.
Dieser Wert ist größer als der Kanalabstand, es kommt also zu Uberlappungen der Spektren zweier frequenzmäßig benachbarter Sender, was sich bei Empfängern mit mangelhafter AM-Unterdrückung in Form von unangenehmen Zwitschergeräuschen äußert.
Bild 1: NF-Spektrum eines Stereo-Signals nach dem Pilotton-Verfahren
2. Empfängerkonzept und Frequenzplan
Den postalischen Bestimmungen gemäß muß der Überlagerungsoszillator in FM-Rundfunkempfängern oberhalb des Empfangsbereiches schwingen, damit eventuelle Ausstrahlungen der Oszillatorfrequenz nicht die Funkdienste im 4-m-Band (75 bis 87,5 MHz) stören können. Bei einer Standard-ZF von 10,7 MHz und einem Empfangsbereich von 87,5 bis 104 MHz muß der Oszillator den Bereich von 98,2 bis 114,7 MHz in Schritten von 100 kHz überstreichen.
Bild 2 zeigt das Blockschaltbild des Tuners mit Rasteroszillator. Der Empfänger besteht aus drei Baugruppen, dem HF-, ZF- und Rasterteil. HF- und ZF-Baugruppe sind konventionell aufgebaut, so daß hierfür auch käufliche Bausteine eingesetzt werden können, sofern das Eingangsteil mit Diodenabstimmung arbeitet.
Bild 2: Blockschaltbild des UKW-Tuners mit Rasteroszillator
Der Rasterteil des Tuners stellt einen Phasenregelkreis (PLL) dar.(2),(3) Die Oszillatorfrequenz fo wird zunächst in einem Frequenzteiler durch 4 geteilt, bevor sie dem programmierbaren Teiler zugeführt wird. Dieser untersetzt nochmals um den Faktor N (abhängig vom eingestellten Kanal); die Ausgangsfrequenz dieses Schaltungsteils ist also fo/4N, sie gelangt zum "Istwert"-Eingang des Phasenkomparators. Am "Sollwert"-Eingang liegt ein Signal von genau 25 kHz (5-MHz-Quarzfrequenz geteilt durch 200). Abhängig von der Frequenz- und Phasenlage dieser beiden Schwingungen gibt der Phasenvergleicher eine Gleichspannung ab, die über einen Tiefpaß dem Überlagerungsoszillator zugeführt wird und diesen so nachsteuert, daß Soll- und Istfrequenz einander exakt gleich werden. Nach demselben Prinzip arbeitet auch die Horizontal-Synchronisation im Fernsehempfänger.
Im eingeregelten Zustand ist also fo/4N = fQ/200. Weiterhin gilt: fe = fo - fZF. Nach Einsetzen der Zahlenwerte für fQ und fZF erhält man fe = N × 100 kHz - 10,7 MHz.
Somit ist fe in Schritten von 100 kHz rastbar durch Einstellen von N.
Die Ausgangsspannung des Phasendetektors kann auch zur Abstimmung der VHF-Vorkreise mitverwendet werden. Für die Stabilität der Empfangsfrequenz ist ausschließlich der 5-MHz-Quarzoszillator verantwortlich; der freilaufende f)berlagerungsoszillator wird ständig über den Phasenregelkreis auf seine Sollfrequenz nachgestellt. Anordnungen zur automatischen Feinabstimmung (AFC) sind daher überflüssig.
3. Schaltung des HF-Teils
Bild 3 zeigt das Schaltbild des HF-Eingangsteils. Der Eingangskreis (L201) dient zur Vorselektion und Anpassung des Antenneneingangs (60 Ω, Pt201) an die VHF-Vorstufe T201. Wegen der niedrigen Rauschzahl und geringen Schwingneigung wurde hier ein Doppelgate-MOSFET vorgesehen: Am Punkt Pt202 kann eine Regelspannung zugeführt werden; bei einem Spannungshub von +6 V auf -3 V erreicht man eine Abregelung von etwa 50 dB. An sich ist bei einem FM-Empfänger keine Verstärkungsregelung notwendig, je früher die Begrenzung einsetzt, desto besser. Will man jedoch ein Meßinstrument zur Feldstärke-Anzeige vorsehen, so ist ein logarithmischer Zusammenhang zwischen Antennenspannung und gleichgerichteter ZF erwünscht. Die Regelcharakteristik eines MOSFETs kommt dem recht nahe.
Bild 3: Schaltbild des UKW-Tuners
Auf die VHF-Stufe folgt ein induktiv gekoppeltes, zweikreisiges Zwischenband-filter (L202/L203). Ebenso wie der Vorkreis wird es mit Hilfe der Kapazitätsdioden (D201 bis D203) kapazitiv abgestimmt. Doppeldioden sind vorteilhaft, weil ihre Kapazität kaum von der HF-Spannung am Schwingkreis abhängt, was besonders bei hohen Empfangsfeldstärken wichtig ist. Die Mischstufe T202 ist ebenfalls mit einem Doppelgate-MOSFET bestückt. Von Vorteil ist hierbei, daß Eingangs- und Oszillatorfrequenz an zwei (entkoppelte) Elektroden gelegt werden können, so daß weder Rückwirkungen starker Eingangssignale auf den Oszillator noch die Abstrahlung von Oszillatorleistung über die Antenne zu befürchten sind. Außerdem reagiert eine multiplikative Mischstufe wesentlich unkritischer auf Arbeitspunkt- und Oszillatorspannungs-Änderungen als ein additiver Mischer.
Die entstehende Zwischenfrequenz wird am Drainkreis (L205) abgenommen und über einen kapazitiven Spannungsteiler (33 pF/82 pF) dem ZF-Ausgang des Tuners (Pt203) zugeführt. Der Überlagerungsoszillator (T203) arbeitet in Drainschaltung mit induktiver Rückkopplung zwischen Gate und Source. Die Abstimmung erfolgt wieder kapazitiv mit Hilfe der Diode D204. Im Drainkreis kann ein Teil der Oszillatorleistung verhältnismäßig rückwirkungsarm ausgekoppelt und über den Anschlußpunkt Pt205 dem Rasterteil zugeführt werden.
4. Schaltung des ZF-Teils
Die Eigenschaften des ZF-Verstärkers bestimmen maßgebend die Gesamtqualität des ganzen Hi-Fi-Empfängers. Wie man weiß, besteht das Spektrum eines frequenzmodulierten Signals aus einem breiten Band von Spektrallinien, die nicht nur in ihrer Gesamtheit. übertragen, sondern auch absolut gleichzeitig den Demodulator erreichen müssen. Neben einer ausreichenden Bandbreite muß der ZFTeil daher auch innerhalb des Übertragungsbereiches konstante Gruppenlaufzeit aufweisen, das heißt der Zusammenhang zwischen Frequenz und Phase von Eingangs- und Ausgangssignal soll möglichst linear sein. Dies steht im Widerspruch zur Forderung nach möglichst hoher Selektivität und Trennschärfe. Spitzengeräte der Industrie verwenden vielkreisige LC-Filter, die aber ohne spezielle Meßgeräte (Wobbelsender, Gruppenlaufzeit-Meßplätze) nicht einmal näherungsweise abgeglichen werden können. Solche Filter kommen also für einen einfachen Nachbau nicht in Frage. Die Geräte der niedrigeren Preisklassen sind meist mit Keramikfiltern bestückt; eingehende Versuche des Verfassers mit diesen Bauelementen führten jedoch nicht zu brauchbaren Ergebnissen, sie scheiterten an den viel zu hohen Fertigungstoleranzen und Nebenresonanzstellen der Keramikresonatoren.
Seit einiger Zeit sind spezielle phasenlineare Quarzfilter mit relativ steilem Dämpfungsverlauf und vernünftigem Preis auf dem Markt (Bild 4). Verwendet man zwei dieser Filter des Typs TQF-2599 und ordnet noch zusätzlich einige breitbandige LC-Kreise an, so lassen sich auch in bezug auf Trennschärfe und Weitabselektion gute Ergebnisse erzielen. Von Vorteil ist, daß die Selektionskurve der Quarzfilter nur wenig von der Einstellung der zur Anpassung und Transformation erforderlichen Schwingkreise beeinflußt wird. Man benötigt also für den Abgleich keine teueren Meßgeräte.
Bild 4: Selektion:- und Phasenkennlinie der verwendeten Quarzfilter
Bild 5 zeigt den Schaltplan des ZF-Teils. Der ZF-Ausgang der Mischstufe (Pt 203) wird mit dem Eingangs-Anschlußpunkt Pt211 verbunden. Auf das erste Quarzfilter F211 folgt die Trennstufe I211 mit dem integrierten Differenzverstärker CA3028; sie steuert über den Anpaßkreis L211 das zweite Quarzfilter an. Die zweite ZF-Stufe ist mit der ersten identisch, an ihrem Ausgang liegt das kapazitiv gekoppelte und durch Widerstände zusätzlich bedämpfte Bandfilter mit den Spulen L212/L213. Es dient zur Verbesserung der Weitabselektion; die beiden Quarzfilter allein erreichen zusammen nur etwa 70 dB (Bild 4). Die Diode D211 richtet einen Teil der ZF-Spannung gleich (Pt212), der Anschluß Pt213 bildet das Bezugspotential. Hier wird der später zu beschreibende Regel- und Anzeigeverstärker angeschlossen.
Bild 5: Schaltbild des ZF-Teils
Die nachfolgende integrierte Schaltung I213 stellt einen sechsstufigen begrenzenden ZF-Verstärker mit Koinzidenzdemodulator dar. Sie wurde schon des öfteren in der einschlägigen Literatur beschrieben, so daß hier nicht näher darauf eingegangen zu werden braucht. Bemerkenswert ist hier jedoch, daß statt des sonst üblichen Phasenkreises ein Bandfilter verwendet wird (L214, L215). Damit gelingt es, die Demodulationskennlinie mit zwei zusätzlichen Wendepunkten auszustatten und so eine bessere Annäherung an die ideale Gerade zu erzielen. Dies resultiert in einem niedrigeren Klirrfaktor, besonders bei hohem Frequenzhub. Bild 6 verdeutlicht diese Verhältnisse. Beim Musteraufbau blieb die Nichtlinearität innerhalb + 100 kHz von der Mittenfrequenz unter 1 % (Bild 7). Der daraus abzuleitende Klirrfaktor liegt bei etwa 0,2 %.
Bild 6: Prizipielle Demodulationskennlinien von:
einfachem Schwingkreis (a),
optimal dimensioniertem Bandfilter (b),
zu fest gekoppeltem Bandfilter (c).
Bild 7: Gemessene Demodulatorkennlinie
Der NF-Ausgang (Stift 8 von I213) kann nicht unmittelbar über einen Durchführungskondensator geführt werden, weil der sich dann ergebende Tiefpaß (Ri = 2,6 kΩ, C = 2 nF), die hohen Modulationsfrequenzen bereits unzulässig beschneiden würde. Deshalb ist die Stufe mit T211 als Impedanzwandler vorgesehen. Als HF-Siebkondensator genügen 100 pF, an der Basis von T211. Soll das ZF-Teil nur für Mono-Empfang verwendet werden, so kann dieser Kondensator - auf 15 nF vergrößert - für das Deemphasisglied mitverwendet werden.
Versuche mit der integrierten Schaltung CA3089 (RCA) anstelle des TBA120 verliefen wenig erfolgreich. Sie bietet zwar mehr Extras (Regelspannungsgewinnung, AFC, Rauschsperre), doch ist der Einsatz wegen der großen Schwingneigung sehr problematisch. Stabiles Arbeiten war nur auf einer beidseitig kaschierten Leiterplatte mit durchgehender Massefläche zu Erreichen. Trotzdem gelang es nicht, die Demodulationskennlinie unabhängig von der ZF-Eingangsspannung zu bekommen. Die IS TBA 120 ist in dieser Hinsicht völlig unkritisch, weil sie in bezug auf Versorgungs- und Masseleitung vollkommen symmetrisch aufgebaut ist; daher heben sich sämtliche HF-Ströme nach außen hin auf. Selbst bei fehlender Abblokkung der Betriebsspannung arbeitet die IS TBA120 noch stabil. Rauschsperre und Regelspannungserzeugung sind damit allerdings etwas aufwendiger.
5. Schaltung des Rasterteils
5.1. Vorteiler : 4
Da programmierbare Frequenzteiler für Eingangsfrequenzen bis 120 MHz mit den heute verfügbaren Bauelementen noch nicht realisierbar sind, muß die Frequenz des Überlagerungsoszillators (fo) zunächst auf ein Viertel ihres Wertes herunter-geteilt werden. Hierzu dient die in Bild 8 gezeigte Schaltung. Das in den Anschlußpunkt Pt221 eingespeiste Oszillatorsignal (von Pt205 kommend) wird zunächst durch die Stufe mit dem Transistor T221 vorverstärkt und steuert dann die Phasenumkehrstufe mit dem Transistor T222 an. Sie liefert zwei gegenphasige Signale zur Ansteuerung des eigentlichen Frequenzteilers I221. Es handelt sich hierbei um einen Doppel-Flipflop in ECL- (emitter coupled logic) Technik, welcher Eingangsfrequenzen bis typisch 180 MHz verarbeiten kann. Der darauf folgende Schaltungsteil mit den Transistoren T223 und T224 formt aus dem ECL-Pegel ein TTL-kompatibles Signal. Da T224 als gesättigter Schalter arbeitet und die Ausgangsfrequenz bis zu 30 MHz betragen kann, ist hierfür ein sehr schneller Schalttransistor notwendig.
Bild 8: Vorteiler mit Vorverstärker und Pegelumsetzer
5.2. Der Programmierbare Frequenzteiler
Der in Bild 9 gezeigte Einstellteiler stammt aus einer Veröffentlichung in (4). Er muß das Ausgangssignal des Vorteilers durch N (982 ≤ N ≤ 1147) teilen, soll aber direkt mit dem Zahlenwert der zu empfangenden Frequenz (875 bis 1040) programmiert werden. Das vom Vorteiler abgegebene Signal gelangt an die Takteingänge der integrierten Schaltungen I222, I223 und I225.
Bild 9: Programmierbarer Frequenzteiler
Zur Erläuterung der Wirkungsweise wird nun angenommen, daß die Zahl 881 (entsprechend 88,1 MHz) an den Programmiereingängen A1 bis C4 eingestellt wurde. Die Gatterschaltungen vor den Setzeingängen der Dekadenzähler I225 und 226 bewirken, daß diese auf das Neunerkomplement (Neunerkomplement einer Zahl n ist 9-n) der eingestellten Zahl vorgesetzt werden. I227 ist ein Hexadezimalzähler (16er-Zähler), er wird mit dem 14er-Komplement der an C1/C4 programmierten Zahl geladen. Wird hier eine Null eingegeben, so erhalten die Setzeingänge A bis D das 14er-Komplement der Zahl 10. Es sind daher nur drei Ziffernschalter erforderlich, die Zahl Null in der 10-MHz-Stelle bedeutet 100 MHz. Nach 981 Taktimpulsen stehen die Dezimalzähler I225 und I226 auf 9, der Hexadezimalzähler I227 dagegen auf 15. Der Ausgang des NAND-Gatters I224 geht nach L (= "low"), der Ausgang des Inverters T225 also nach H ("high"). Da QA und QD von I225 ebenfalls H,Signal führen, wird nun der K-Eingang des Flipflops I223 freigegeben; mit dem 982sten Taktimpuls kippt es somit in seine Arbeitslage (Q = L). Jetzt werden die Zähler I225 bis I227 wieder auf ihren Anfangswert gesetzt, I222 schaltet wegen Q = H auf Zählbetrieb um. Da er durch die Setzeingänge A bis D auf die Zahl 4 vorgesetzt wurde, benötigt er fünf weitere Taktimpulse, bis er die 9 erreicht hat. Der 987ste Taktimpuls gibt den J-Eingang des Flipflops frei, der 988ste Eingangsimpuls schaltet es wieder in die Ruhelage zurück. Damit ist der Zyklus beendet, die Eingangsfrequenz wird also um den Faktor 988 geteilt, die Ausgangsfrequenz kann am Ausgang Q des Flipflops I223 abgenommen und der Phasenvergleichsschaltung zugeführt werden. Für N = 988 beträgt die Oszillatorfrequenz des Tuners 98,8 MHz, bei einer ZF von 10,7 MHz wird also tatsächlich die eingestellte Frequenz von 88,1 MHz empfangen.
Die Einstellung der gewünschten Empfangsfrequenz erfolgt also an den Dateneingängen A1 bis C4. Die folgende Tabelle soll die Art der Codierung verdeutlichen.
| 10-MHz-Stelle | 1-MHz-Stelle | 0,1-MHz-Stelle | ||||||||||
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| C4 | C1 | B4 | B3 | B2 | B1 | A4 | A3 | A2 | A1 | |||
| 80 | H | L | 0 | L | L | L | L | .0 | L | L | L | L |
| 90 | H | H | 1 | L | L | L | H | .1 | L | L | L | H |
| 100 | L | L | 2 | L | L | H | L | .2 | L | L | H | L |
| 3 | L | L | H | H | .3 | L | L | H | H | |||
| 4 | L | H | L | L | .4 | L | H | L | L | |||
| 5 | L | H | L | H | .5 | L | H | L | H | |||
| 6 | L | H | H | L | .6 | L | H | H | L | |||
| 7 | L | H | H | H | .7 | L | H | H | H | |||
| H = +5 V | 8 | H | L | L | L | .8 | H | L | L | L | ||
| L = 0 V(Masse) | 9 | H | L | L | H | .9 | H | L | L | H | ||
| Beispiele | C4 | C1 | B4 | B3 | B2 | B1 | A4 | A3 | A2 | A1 |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 88,2 MHz | H | L | H | L | L | L | L | L | H | L |
| 96,3 MHz | H | H | L | H | H | L | L | L | H | H |
| 102,8 MHz | L | L | L | L | H | L | H | L | L | L |
Eine Skizze zur Zusammenschaltung mit den Ziffernschaltern sowie ein Vorschlag zur Realisierung eines Programmspeichers folgen im 2. Teil dieses Aufsatzes.
5.3. Phasenvergleich und Referenzoszillator
In Bild 10 ist ein 5-MHz-Quarzoszillator mit dem Transistor T228 zu erkennen. Der zum Quarz in Serie liegende Trimmer erlaubt es, die erzeugte Uberlagerungsfrequenz um ±50 kHz zu variieren. Damit können mögliche Toleranzen der Quarzfilter-Mittenfrequenz ausgeglichen werden. Es ist nicht nötig, eine Feinabstimmung für das Gerät vorzusehen, weil die ZF-Bandbreite mehr als doppelt so groß wie ein Rasterschritt ist. Es können auch Sender, die nicht exakt im 100-kHz-Raster liegen, einwandfrei empfangen werden.
Bild 10: Phasenvergleich und Referenzoszillator
Der Transistor T227 wandelt die 5-MHz-Schwingung des Quarzoszillators in ein TTL-kompatibles Signal um, das in den Dekadenzählern I2210 und I2211 zweimal durch 10 und mit dem Doppel-Flipflop I2212 nochmals durch 2 geteilt wird. Die so erzeugte 25-kHz-Rechteckschwingung gelangt zum "Sollwert"-Eingang (Stift 3) des integrierten Frequenz/Phasen-Vergleichers I2213 (MC4044P); der "Istwert", vom Einstell-Frequenzteiler kommend, liegt an Stift 1. Bei großen Abweichungen zwischen Soll- und Istwert arbeitet I2213 als Frequenzdiskriminator; erst wenn die Regelabweichung hinreichend klein ist, wird auf "Phasenvergleich" umgeschaltet und so die restliche Frequenzdifferenz weggestimmt. Das Ausgangssignal des Bausteins (Anschlüsse 5 und 10) stellt eine Impulsfolge dar; aus ihrem Tastverhältnis bildet der Integrator mit dem Operationsverstärker I2214 (TBA221) den zeitlichen Mittelwert der Spannung, die über Pt223 dem HF-Teil (Pt204) als Abstimmspannung zugeführt wird.
Käufliche UKW-Tuner (z.B. von Firma Görler) benötigen meist eine Abstimmspannung bis 30 V. Sie können ebenfalls verwendet werden, wenn der Betriebsspannungseingang des Integrators Pt224 mit ca. 32 bis 35 V versorgt wird. Mit dem 50-kΩ-Trimmwiderstand läßt sich der Arbeitspunkt des Integrators einstellen. Seine Zeitkonstante (180 kΩ/0,5 µF) liegt bei etwa 0,1 s, ein 10-MHz-Sprung in der Abstimmung dauert etwa 1 Sekunde.
Literatur zu Teil 1
- Conrad, J.: Grünes Licht für den Verkehrsfunk, Funkschau 1974 Heft 14, S. 535 - 538
- Schad, Dr. T.: Phasensynchronisierte Schaltungen, UKW-Berichte 11 (1971) H. 3, S. 139 - 146
- Kestler, J.: 80-Kanal-Synthesizer, UKW-Berichte 12 (1972) Heft 4, S. 194 - 208
- Texas Instruments GmbH TTL-Kochbuch (1972) S. 335 ff
DK1OF, Joachim Kestler.