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Geregelter ZF-Verstärker, Notch-Filter, Demodulatoren, BFO, NF-Verstärker
Im vorliegenden Teil wird die detaillierte Beschreibung der einzelnen Schaltungsteile zusammen mit den erzielten Meßwerten zu Ende geführt. Dabei wird die Wahl der später verwendeten Schaltung begründet und auch der eine oder andere nicht weiter verfolgte Weg dargestellt. Diese ausführliche Diskussion mit Schaltungsauszügen und Diagrammen soll denjenigen Lesern, die bereits über etwas eigene Erfahrung verfügen und die nicht unbedingt das ganze Gerät direkt nachbauen wollen, Material für eigene Versuche geben. Leser, die das ZF-Teil nachbauen wollen, werden die Baubeschreibung komplett mit Gesamtschaltbild und Platinen-Layout in der Ausgabe 2/1982 der UKW-Berichte finden.
3.3. Geregelter ZF-Verstärker mit S-Meter
Die Aufgabe der 2. Baugruppe (siehe Bild 4 in Teil 2) ist es, das ZF-Signal so zu verstärken, daß es möglichst gut demoduliert werden kann. Demodulatoren arbeiten dann optimal, wenn der Mittelwert des angebotenen Signals möglichst konstant ist und so innerhalb des Demodulator-Dynamikbereichs liegt, daß dieser durch das Modulationssignal nicht übersteuert wird. Um das zu erreichen, muß der ZF-Verstärker drei wesentliche Eigenschaften haben:
Bild 4: Blockschaltbild des ZF-Teils.
- Eine so hohe rauscharme Leerlauf-Verstärkung, daß die kleinsten noch zu empfangenden Signale mit ausreichendem Pegel am Demodulator anliegen, um ohne Verschlechterung des Signal-Rauschabstandes demoduliert werden zu können.
- Eine Regelfähigkeit der Verstärkung um mindestens den im Kapitel 3.1.1. genannten Dynamikbereich von 100 dB.
- Ein begrenzungsfreier Eingangspegelbereich von ≥ 100 dB, wobei berücksichtigt werden muß, daß die Baugruppe mit den Quarzfiltern das Signal bereits um etwa 20 dB verstärkt. Der Verstärker muß also Eingangsspannungen von 5µV bis 500 mV begrenzungsfrei verarbeiten.
Damit die Baugruppe mit den anderen Baugruppen problemlos zusammengeschaltet werden kann, betragen die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen 50 Ω und der mittlere Ausgangspegel ist im abgeregelten Zustand für den Ausgang zur Demodulationsbaugruppe auf 10 mV an 50 Ω 4 - 27 dBm (für den ZF-Ausgang auf 25 mV an 50 Ω 2 - 19 dBm) festgelegt.
Bei Berücksichtigung der Verstärkung der Quarzfilter-Baugruppe beträgt der kleinste Eingangspegel 5 µV an 50 Ω -93 dBm. Die Leerlaufverstärkung des ZF-Verstärkers darf damit höchstens Gp = -27 dBm - (-93 dBm) = 66 dB sein, da sonst bereits das Rauschen die Regelung ansprechen lassen würde. Als Verstärkerelemente werden Dual-Gate-FETs verwendet. Sie sind preisgünstig und ihre Ersatzbeschaffbarkeit ist sicher auch noch in einigen Jahren gewährleistet.
Von ihren technischen Eigenschaften her sind VHF-Dual-Gate-FETs nahezu ideal geeignet. Sie haben eine hohe Steilheit, so daß eine Verstärkung von ca. 40 dB pro Stufe erreicht werden kann; eine geringe Rückwirkung, so daß eine nachbausichere Schaltung ohne Selbsterregung möglich ist; ein niedriges Rauschen für einen großen Signal-Rauschabstand und eine große Regeldynamik von > 50 dB pro Stufe. Einziger Nachteil ist die schon erwähnte geringe Eingangsdynamik im abgeregelten Zustand. Verbesserung bringt hier eine zusätzliche Regelung durch eine RIN-Diode vor dem ersten DG-FET, wie von DJ1SK in (16) vorgeschlagen wird. Damit die Eingangsimpedanz möglichst unabhängig von der Regelung bleibt, wird ein PIN-Diodenabschwächer als Pi-Glied verwendet.
Bild 13 zeigt die Schaltung des regelbaren ZFVerstärkers.
Bild 13: Der geregelte ZF-Verstärker mit großer Regeldynamik und kurzen Regelzeitkonstanten.
3.3.1 PIN-Dioden-Abschwächer
Die PIN-Diode wirkt in Flußrichtung für Signale mit Frequenzen f > 1 MHz als Widerstand, der durch den Flußstrom gesteuert werden kann. Bei einem hohen Gleichstrom in Flußrichtung IF ist der HF-Widerstand der Diode klein, bei einem niedrigen IF ist er groß. Das in Bild 13 gezeigte Dämpfungsglied ist mit solchen PIN-Dioden in Pi-Schaltung aufgebaut. Die Regelspannung steuert über den Sourcefolger T4 bzw. den Emitterfolger T5 den Strom in der Längs-Diode D1. Der durch diesen Strom verursachte Spannungsabfall an R1 steuert den Strom in den Dioden D2 und D3. Mit kleiner werdendem Strom durch D1 wird auch der Spannungsabfall an R1 kleiner und damit steigt der Strom in D2 und D3. Der Widerstand der Diode D1 wird dabei größer und die Widerstände von D2 und D3 kleiner. Die Dämpfung der Pi-Schaltung wird dadurch größer. Die Berechnung des Dämpfungsgliedes erfolgte nach Angaben aus (14).
Die Schaltung ist so zu bemessen, daß für den gesamten Dynamikbereich der Eingangswiderstand RE = 50 Ω ± 10 % beträgt. Wichtig ist dabei, daß das Dämpfungsglied ausgangsseitig mit 50 Ω abgeschlossen ist. Der Dämpfungsverlauf des PIN-Dioden-Gliedes in der Gesamtschaltung als Funktion der Regelspannung ist in Bild 14 angegeben. Für große Eingangspegel werden die Dioden durch das HF-Signal aufgesteuert, so daß sich die Dämpfung verringert und das Signal verzerrt wird.
Bild 14: Der Dämpfungsverlauf des PIN-DiodenAbschwächers in der Gesamtschaltung zeigt deutlich die verringerte Dämpfung bei hohen Eingangspegeln.
3.3.2. Regelbarer Verstärker
Wie bereits gesagt, werden für den Verstärker Dual-Gate-FETs eingesetzt. Die geforderte Regeldynamik und die Regelzeitkonstanten bestimmen die Dimensionierung der Schaltung. Die Verstärkung von Gp ≤ 66 dB läßt sich mit einem zweistufigen Verstärker erzielen, ebenso die erforderliche Regeldynamik von 100 dB.
Aufgebaut ist der Verstärker mit zwei DGFETs BF910 in Source-Schaltung, wie Bild 13 zeigt. Dimensionierungsrichtlinien für diese FETs sind von DJ1SK in (15) angegeben. Leider ist dem Datenblatt des BF910 der optimale Generatorwiderstand für minimales Rauschen nicht zu entnehmen. Bei Rauschmessungen zeigte sich, daß dieser Wert bei etwa 1 kΩ liegen muß.
Die Anpassung auf diesen Wert wird durch angekoppelte Resonanzkreise realisiert. Der Resonanzkreis zwischen Dämpfungsglied und T6 hat ein Windungsverhältnis von 1:5 und gewährleistet gleichzeitig den notwendigen 50-Ω-Abschluß des PIN-Dioden-Dämpfungsgliedes. Die Kopplung zwischen T6 und T7 wird durch einen Resonanzkreis mit einem Windungsverhältnis von 4:1 realisiert.
Das von T7 verstärkte Signal gelangt über ein kapazitiv gekoppeltes Bandfilter und den Sourcefolger T8 an den Ausgang zum Demodulator. Durch den Sourcefolger beträgt die Ausgangsimpedanz 50 Ω. Die Eingangskapazität des Sourcefolgers wird durch den LC-Kreis kompensiert. Diese Stufe neigt daher im Leerlauf zu Selbsterregung. Sie sollte nur mit einer reellen Last von ca. 50 Ω betrieben werden!
Die Schwingkreise sind relativ breitbandig, damit die Signallaufzeit im Verstärker kurz ist. Es lassen sich bei geeigneter Dimensionierung der Zeitkonstanten im Regelspannungsverstärker noch Pegeländerungs-Geschwindigkeiten von 10 dB/µs ausregeln. Dabei tritt jedoch schon eine erhebliche Phasenmodulation der Signale auf, was zu Verzerrungen bei der AM-Demodulation mit Synchrondemodulator, und bei der FM-Demodulation im Phasendemodulator führt - besonders, wenn die Pegeländerungen durch Störsignale hervorgerufen werden. Durch das Einschwingverhalten der Quarzfilter in der ersten Baugruppe wird die Pegeländerungs-Geschwindigkeit bei der größten Bandbreite auf maximal 1,5 dB/µs begrenzt, wenn der Dynamikbereich nicht überschritten wird. Nicht verschwiegen werden sollte, daß auch die erste Baugruppe, wie auch der Störaustaster nach DJ7VY, bei starken Störimpulsen Phasenstörungen produziert. Dies ist besonders dann störend, wenn Modulationsverfahren verwendet werden, bei denen die Information in der Phasenumtastung steckt, wie beispielsweise bei kohärenter Telegraphie (CCW). Ausführlich dargestellt ist diese Problematik der Filter von DK1AG in diesem Heft(16).
Die Verstärkungsregelung wird bei DG-FETs am leichtesten durch die Spannungsänderung am Gate 2 durchgeführt. Für maximale Verstärkung des FETs soll die Spannung zwischen Gate 2 und Source UG2S = 4 V betragen. Mit kleiner werdender Spannung sinkt die Steilheit des Transistors und damit die Verstärkung. Eine Verstärkungsänderung um etwa 50 dB pro Stufe erfordert eine Spannungsänderung um 5 V am Gate 2. Um negative Regelspannungen zu vermeiden, wird das Source-Potential um den Spannungsabfall an den Dioden angehoben. Für den ZF-Verstärker ergibt sich damit die in Bild 15 gezeigte Regelcharakteristik.
Bild 15: Die Verstärkung des geregelten ZF-Verstärkers als Funktion der Regelspannung mit den beiden unterschiedlichen Bereichen der log. Kennlinie.
In Bild 16 ist die Ausgangsspannung UA in Abhängigkeit vom Eingangspegel aufgetragen. Die Regelung beginnt bei einer Eingangsspannung von 7 µV ≡ -90 dBm und regelt bis 2,2 V ≡ +20 dBm auf nahezu konstante Ausgangsspannung von 10 mV. Die Verzerrungen durch Begrenzung der Modulationsspitzen beginnen bei 500 mV. Ein 30 % moduliertes AM-Signal hat dann einen Klirrfaktor von etwa 3 %. Ein für Amateurzwecke guter Wert.
Bild 16: Die Ausgangsspannung UA und die Regelspannung UR als Funktion der Eingangsleistung PE bzw. der Eingangsspannung UE über einen Dynamikbereich von 150 dB.
Die Rauschzahl wird durch das PIN-DiodenDämpfungsglied verschlechtert, liegt jedoch mit F = 6 dB so niedrig, daß sie im Gesamtkonzept vernachlässigbar ist. Die von der ersten Baugruppe gelieferte Rauschleistung ist erheblich höher.
3.3.3. Regelspannungserzeugung
Mit der Festlegung des Pegels für den Demodulator-Ausgang auf 10 mV steht an der Drain von T7 eine mittlere Signalspannung von 25 mV. Dieser Pegel reicht zur direkten Gleichrichtung nicht aus und muß noch verstärkt werden. Die Schaltung des Regelspannungsverstärkers mit der Regelspannungserzeugung zeigt Bild 17. In einem zweistufigen Verstärker wird die Signalspannung auf einen Wert von ca. 1 Vss verstärkt. Die erste Stufe hat eine Spannungsverstärkung von 4, die zweite eine von 3. Nach der ersten Stufe wird das ZFSignal ausgekoppelt. Das Signal steht dann mit ausreichendem Pegel an der ZF-Ausgangsbuchse zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung.
Bild 17: Die Regelspannungserzeugung mit sehr kurzer Ansprechzeit.
Nach der zweiten Stufe wird das Signal dann dem Regelspannungsgleichrichter mit den Germaniumdioden AA119 zugeführt. Die gleichgerichtete Signalspannung steuert den Transistor T11, der den Kondensator CT bis auf das erforderliche Regelspannungspotential entlädt. Mit kleiner werdender Regelspannung UR am Kondensator CT wird die Verstärkung des ZF-Verstärkers geringer.
Mit dem Spannungsteiler aus dem 15-kΩ-Widerstand und dem 1-kΩ-Potentiometer läßt sich eine Vorspannung an der Basis von T11 einstellen, mit der der Regelspannungseinsatz sowie die Ausgangsamplitude von 10 mV am Ausgang zum Demodulator festgelegt werden.
Die maximale Regelspannung ergibt sich bei gesperrtem Transistor T11. Das parallel zur Z-Diode schaltbare 4,7-kΩ-Potentiometer wirkt als "Handregelung", bei der die Regelung für größere Pegel erhalten bleibt. Damit lassen sich die höchste Regelspannung und der Regelungseinsatzpunkt einstellen.
Das dynamische Regelverhalten des ZF-Verstärkers muß den unterschiedlichen Modulationsarten anpaßbar sein, wobei eine absolute Aussage schwer möglich ist, da das sehr stark von dem persönlichen Empfinden abhängt. Grundsätzlich sollte die Regelung schnell ansprechen, damit bei großem Regelanstieg des Nutzsignals der Demodulator nicht übersteuert wird. Wesentlich bei einer schnell ansprechenden Regelung ist es, daß Störimpulse vor der Filterbaugruppe ausgetastet werden. Diese würden sonst den Verstärker ebenfalls ab-regeln und ihn damit für das Nutzsignal zustopfen.
Nach einem Pegelabfall des Nutzsignals muß die Verstärkung jedoch abhängig von der Modulationsart und dem Absolutpegel mehr oder minder langsam wieder ansteigen. Als Richtwerte für große Pegeländerungen gelten die folgenden Angaben, während für kleine Pegeländerungen die Werte um den Faktor 10 langsamer sein sollten. Für CW sollte der Verstärkungsanstieg etwa 5 dB/ms sein, während bei SSB Werte von 1 dB/ms bis 0,1 dB/ms als angenehm empfunden werden. Bei den kurzen Zeitkonstanten tritt schon eine Dynamik-Kompression der niedrigen Frequenzen des Modulationssignals auf. Für AM sollte aus diesem Grund die Zeitkonstante lang sein, da nur Fading-Erscheinungen ausgeregelt werden müssen. Für FM kann die Zeitkonstante kurz sein,da dann eine stärkere AM-Unterdrückung auftritt. Leider muß man hier einen Kompromiß schließen, da eine schnellere Regelung auch größere Störungen durch Phasenmodulation im ZF-Verstärker verursacht.
Die Abfall- und Anstiegszeiten werden durch verschiedene Bauelemente bestimmt und lassen sich nahezu unabhängig voneinander einstellen.
Betrachten wir im folgenden die Bauteile und Einflüsse, welche die Zeiten bestimmen. Die minimale Abfallzeit der Verstärkung wird durch die Signallaufzeit im ZF-Verstärker und im Regelspannungsverstärker, sowie durch die Ladezeiten der Kondensatoren am Gleichrichter und die Entladezeiten der Kondensatoren in der Regelspannungsleitung bestimmt. Diese Zeit ist besonders dann von Interesse, wenn die Baugruppe ohne Filterbaugruppe betrieben wird.
Die Signallaufzeit beträgt etwa 0,2 µs und wirkt als Totzeit im Regelkreis. Die durch die Bandbreite bedingte Einschwingzeit des ZF-Verstärkers auf den halben Spannungswert ist 5 µs. Die Ladezeit des Gleichrichterkondensators mit dem Siebglied vor der Basis an T11 ist minimal 0,3 µs und durch den Basisstrom des Transistors T11 pegelabhängig. Die Entlade-zeit der Kondensatoren in der Regelspannungsleitung wird im wesentlichen durch den Wert von CT und durch den Entladestrom durch T11 bestimmt. Dieser Strom ist vom Pegel an der Basis direkt abhängig. Daher ist die Entladezeit pegelabhängig und für große Pegeländerungen ist sie klein. Der Kondensator CT sollte 4,7 µF nicht überschreiten, da sonst der Entladestrom größer als der maximal zulässige Kollektorstrom von T11 wird. Eine Strombegrenzung ließe sich durch einen Widerstand in der Kollektorleitung von T11 erreichen.
Eine weitere Verzögerung bewirken die Koppelkondensatoren und Siebkondensatoren im PIN-Dioden Dämpfungsglied, und die Siebglieder am Gate 2 der FETs. Die Verzögerungszeit im Dämpfungsglied ist sehr viel größer als die Verzögerungszeiten am Gate 2 der FETs. Diese sind unterschiedlich bemessen und betragen für den Transistor T6 etwa 1,5 µs und für T7 etwa 10 Rs. Damit ist sichergestellt, daß T6 zuerst abgeregelt und T7 nicht übersteuert wird. Die Zeiten sind insgesamt so kurz, daß mit den maximalen Signal-Anstiegszeiten, die durch die Bandbreite der Quarzfilter der ersten Baugruppe vorgegeben sind, der Verstärker ohne Begrenzung abgeregelt werden kann.
Mit dem RC-Siebglied vor der Basis des Transistors T11 läßt sich die Abfallzeit beliebig verlängern, jedoch wird der Regelkreis schließlich instabil und führt zu starkem Überschwingen im Regelverhalten, wobei pulsförmige Signale klingeln.
Die Aufregelungszeit wird durch die Zeitkonstante aus RT und CT mit den Siebkondensatoren in der Regelspannungsleitung bestimmt. Mit RT = 820 kΩ ergibt sich die minimale Aufregelungszeit von etwa 10 ms ohne CT und die maximale Zeit von etwa 3,5 s für CT = 4,7 µF bei großen Pegeländerungen.
Die Verstärkungsanstiegszeiten sind durch die nichtlineare Regelcharakteristik (Bild 14 und 15) vom Absolutpegel abhängig, denn die Verstärkung ändert sich mit etwa 6,5 dBN im Bereich der Regelspannung von 5,6 V bis 3,5 V, und mit etwa 37,5 dBN im Regelspannungsbereich von 3 V bis 1,2V. Da der Anstieg der Regelspannung nach einer Exponential-Funktion mit der von CT und RT abhängigen Zeitkonstante erfolgt, wird dieses nichtlineare Verhalten noch verstärkt. Damit ergeben Pegeländerungen bei hohem Absolutpegel einen relativ schnellen Verstärkungsanstieg und bei kleinem Absolutpegel einen langsamen.
Dieses Zeitverhalten der Regelung empfindet der Autor in den UKW- und Mikrowellenbändern als angenehm. Die Stationen sind sofort in einer angenehmen Lautstärke hörbar und fallen nicht mit einem den NF-Verstärker begrenzenden Knall ein. Nach dem Wegfall des Empfangssignals rauscht der Empfänger langsam auf. Für den Betrieb auf den Kurzwellenbändern mag individuell ein anderes Regelverhalten wünschenswert sein; es läßt sich über den Wert des Kondensators CT einstellen.
3.3.4. S-Meter
Den gesamten Dynamikbereich des ZE-Verstärkers auf einem Anzeige-Instrument linear darzustellen ist nur mit speziellen Detektoren mit entsprechendem Dynamikbereich möglich, beispielsweise durch den Kettengleichrichter mit logarithmischer Anzeige von DL8ZX(17). Im Panorama-Empfänger nach Bild 2 ist ein solcher Detektor vorgesehen, so daß damit exakte Messungen des Absolutpegels möglich sind.
Der Dynamikbereich des vorliegenden Konzeptes entspricht SO bis S9 + 46 dB bei der im Amateurfunk gebräuchlichen Definition von S9 = 50 µV am Eingang des Empfängers. Mit 6 dB pro S-Stufe sind das 16,6 S-Stufen. Damit wäre bereits die Zeigerbreite üblicher Instrumente nahezu eine S-Stufe.
Mit der Schaltung nach Bild 18 wird die Regelspannung zur Anzeige benutzt. Durch die stark nichtlineare Regelcharakteristik und den Regelspannungseinsatz bei 0,1 µV am Eingang des Eingangsteils DJ7VY 002 (Bild 1), umfaßt der Anzeigebereich von 0 bis 50 % nur die drei Stufen von S1 bis S4. Diese starke Dehnung des unteren Anzeigebereichs hat den Vorteil, daß die bei UKW-Verbindungen übliche Angabe der Empfangsstärke in "dB über dem Rauschen" besser möglich ist. Auch das Ausrichten der Antenne bei schwachen Signalen ist dann einfacher.
Falls starke Signale verglichen werden sollen, kann durch ein vorgeschaltetes Dämpfungsglied der Pegel bis in den günstigsten Anzeigebereich abgesenkt werden.
Die Schaltung nach Bild 18 enthält keine Besonderheiten. Am 4,7-kΩ-Widerstand wird der Nullpunkt, und am 25-kΩ-Potentiometer der Maximalwert eingestellt. Durch die gute Stabilität der Baugruppen ist die Anzeige in µV Eingangsspannung "eichbar". Nachteilig ist, daß Signale unter S1 keine Anzeige bringen.
Bild 18: Die von der Regelspannung abgeleitete S-Meter-Anzeige.
3.4. Notch-Filter
Zur Unterdrückung von Störträgern haben Amateur-Empfänger meistens Notch-Filter im NF-Verstärker. Im NF-Bereich lassen sich solche Filter mit nahezu idealen Eigenschaften aufbauen. Der einzige Nachteil ist, daß die Störträger den ZF-Verstärker abregeln, so daß das Nutzsignal verschwinden kann. Es ist daher sinnvoll, die Unterdrückung im ZF-Bereich zwischen Quarzfilter und ZF-Verstärker durchzuführen.
Um eine schmalbandige Unterdrückung zu erreichen, muß das Filter eine hohe Güte haben. Dies läßt sich in der ZF-Ebene nur mit Filterquarzen erreichen. Für die Messungen wurden Quarze mit einer Güte von Q = 135000 bis 150000 verwendet.
Geeignete Schaltungen wurden (18) und (19) entnommen. Zum Vergleich wurden ein Brükkenfilter und ein T-Filter mit gekoppelten Spulen untersucht.
3.4.1. Brückenfilter
Die Schaltung des Brückenfilters zeigt Bild 19 und die Meßergebnisse Bild 20.
Bild 19: Ein Nullstellenfilter im ZF-Bereich in Brückenschaltung für große Notch-Tiefe.
Bild 20: Der Frequenzgang des Notch-Brückenfilters für unterschiedliche R2, bei einer auf 35 dB eingestellten Notch-Tiefe.
Die Sekundärwicklung von Tr1 bildet mit R1 und dem Ersatzwiderstand RS des Quarzes in Serienresonanz eine Brückenschaltung, die mit R1 = RS abgeglichen ist. Die Spannung am Mittelanzapf ist dann theoretisch Null.
Mit dieser Schaltung läßt sich eine Unterdrükkung von > 70 dB erzielen, jedoch ist das Filter dann extrem schmalbandig und wegen des Temperaturverhaltens der Bauteile nicht stabil einstellbar. Auch verändert sich der Ersatzwiderstand RS der Schaltung, wenn der Quarz mit C gezogen wird. Eine große Notchtiefe ist daher nur in einem geringen Ziehbereich des Quarzes möglich.
In der Meßschaltung wurde die Notchtiefe mit R1 auf 35 dB eingestellt. Wie die Meßkurve zeigt, tritt ohne R2 eine Parallel-Resonanz mit dem Quarz und Tr1 auf, die zu einem starken Verstärkungsanstieg der Schaltung führt. Mit R2 = 220 Ω wird die Resonanz unterdrückt, da die Reihenschaltung aus R1 und R2 den transformierten Lastwiderstand für den 1. Transistor darstellt. Dieser hat dann eine Verstärkung von 1. Bei der Serienresonanz des Quarzes wird der Lastwiderstand hauptsächlich aus der Reihenschaltung von RS und R1 gebildet. Die Verstärkung sinkt damit um 10 dB auf 0,1. Durch diesen Effekt ergibt sich die gegenüber der T-Schaltung bessere Flankensteilheit der Filterkurve bei Verwendung des gleichen Quarzes.
3.4.2. T-Filter
Das T-Filter nach Bild 21 stellt ein 2-KreisBandfilter dar, welches über die Quarzimpedanz gekoppelt ist. C1 und C2 bestimmen das Durchlaßverhalten des Filters außerhalb der Serienresonanz des Quarzes. Mit C3 läßt sich die Notchfrequenz durch Ziehen des Quarzes verändern. Die Notchtiefe ist von der Betriebsgüte der Ersatzkreise und der Quarzgüte abhängig. Da die Quarzgüte vorgegeben ist, läßt sich mit R1 und R2 die Betriebsgüte verändern. Bild 22 zeigt die Meßkurven für verschiedene Widerstandswerte. Die Filterkurven sind verhältnismäßig breitbandig, so daß es sinnvoll ist, zwei gleichartige Filter hintereinander zu schalten. Da sich die Notchtiefe beim Ziehen des Quarzes nicht so stark ändert wie bei der Brückenschaltung, ist ein Ziehbereich über die SSB-Bandbreite möglich.
Bild 21: Ein Nullstellenfilter im ZF-Bereich als T-Filter mit großem Variationsbereich der Notch-Frequenz.
Bild 22: Der Frequenzgang des Notch-Filters für unterschiedliche Quell- und Lastwiderstände.
3.5. Begrenzerverstärker
Frequenzmodulierte Signale sollten zur Verbesserung des Störabstandes begrenzt werden. Schaltungstechnisch läßt sich eine Begrenzung mit Dioden oder direkt durch die Basis-Emitter-Diodenstrecke des Verstärker-transistors realisieren. Auch der Betrieb des Transistors mit einer niedrigen Kollektor-Emitterspannung führt zur Begrenzung, da der Transistor dann in die Sättigung gesteuert wird.
Zur symmetrischen Begrenzung werden Gegentaktschaltungen benutzt, beispielsweise Differenzverstärker. Die für FM-Rundfunkempfänger konzipierten Begrenzerschaltungen aus einer Kette von 6 bis 8 Differenzverstärkern sind für dieses Konzept ungeeignet. Die Leerlaufverstärkung dieser Schaltungen ist so groß, daß das Rauschsignal am Ausgang des geregelten ZF-Verstärkers bereits begrenzt würde. Es ist daher ein einstufiger Differenzverstärker als Begrenzer ausreichend. Ein Differenzverstärker benötigt für den Begrenzungseinsatz eine Spannung von etwa 60 mV am Differenzeingang. Da das Ausgangssignal des ZF-Verstärkers auf 10 mV festgelegt ist, ist eine zusätzliche Verstärkung notwendig.
Mit dem Trenn-Verstärker nach Bild 23 wird eine Verstärkung von ca. 15 dB bei gleichzeitiger Selektion durch ein weiteres zweipoliges Quarzfilter erreicht. Vorgesehen ist hier das schon verwendete Filter XF 910 mit ± 7,5 kHz Bandbreite. Wer die Demodulatorbaugruppe nur für schmalbandige Modulationen einsetzen will, kann hier auch das Filter XF 914 mit ± 1,75 kHz Bandbreite verwenden. Am Ausgang des Trennverstärkers wird das Signal mit Schaltdioden für die jeweiligen Demodulatoren umgeschaltet.
Bild 23: Der selektive Trennverstärker mit Umschaltung für die verschiedenen Demodulatoren.
Als Begrenzer ist, wie Bild 24 zeigt, der Mischerbaustein SO42P eingesetzt, der als Differenzverstärker geschaltet ist. In dieser Schaltung wäre auch jeder andere Differenzverstärker großer Bandbreite einsetzbar, um jedoch die Typenvielfalt der verwendeten Bauteile klein zu halten, wird der für alle Demodulatoren verwendete SO42P auch hier benutzt. Die Begrenzerwirkung zeigt Bild 25.
Bild 24: Ein Begrenzer mit dem als Differenzverstärker geschaltetem Mischerbaustein SO42P.
Bild 25: Die Begrenzerfunktion der Schaltung nach Bild 24.
3.6. FM-Demodulator
Da im Amateurbereich Frequenzmodulationen mit unterschiedlichem Hub verwendet werden, sind verschiedene Schaltungen mit unterschiedlichen Diskriminatorkennlinien untersucht worden. Der Bandbreitebedarf eines frequenzmodulierten Signals läßt sich mit der folgenden Faustformel angeben: B = 2 fMod + 2 ΔfT. Hierin sind fMod die maximale Modulationsfrequenz und ΔfT der Frequenzhub.
Damit das Signal möglichst wenig verzerrt wird, sollen die Filterbandbreite und der lineare Teil der Diskriminator-Kennlinie der Signal-Bandbreite entsprechen.
3.6.1. PLL-Demodulator
PLL-Demodulatoren sollen bei niedrigem HF-seitigen Signal-Rausch-Abstand einen besseren NF-seitigen Signal-Rauschabstand liefern als alle anderen Demodulatorarten. Dies trifft für niedrige Zwischenfrequenzen zu, jedoch konnte der Autor mit dem PLL-Baustein XR215 von Exar für eine ZF von 9 MHz keinen Vorteil nachweisen. Das Eigenrauschen des VCO im Baustein ist zu groß. Abhilfe bringt ein Quarz als frequenzbestimmendes Bauelement. Die Diskriminatorkurve hat dann jedoch bei Verwendung eines Quarzes XF900 einen Höckerabstand von nur ± 170 Hz. Die vom Hersteller in (20) angegebenen Werte mit ± 1 kHz wurden nicht erreicht.
3.6.2. Phasendetektor
Es wurden schon eine Reihe von Bauanleitungen mit Phasendetektoren und Quarzfilter als Phasenschieber zur FM-Demodulation in dieser Zeitschrift beschrieben, z.B. (21), so daß im folgenden nur die Untersuchungen für Schaltungen mit geringem Höckerabstand beschrieben werden sollen. Verwendet wird der SO42P als Quadratur-Demodulator mit einem Dual als Phasenschieber. Die Schaltung zeigt Bild 26.
Bild 26: Der als Quadratur-oder Koinzidenz-Demodulator geschaltete Mischerbaustein SO42P mit einem Quarzfilter als Phasenschieber.
Der zwischen Phasenschieber und SO42P geschaltete Emitterfolger hat nur die Funktion eines Impedanzwandlers, da der Eingang des Demodulatorbausteins an Punkt 8 zu niederohmig ist.
Das Signal kommt vom Begrenzer mit niedriger Impedanz und wird als Schaltsignal direkt auf Punkt 11 gegeben. Die Ansteuerung des Phasenschieberfilters erfolgt hochohmig durch eine LC-Transformation. Mit dem Kondensator wird die Mittenfrequenz eingestellt, während der ausgangsseitige LC-Kreis mit der reellen Last durch den Basisspannungsteiler und den Eingangswiderstand des Transistors, sowie gegebenenfalls R1, die Linearität der Diskriminator-Kennlinie bestimmen.
Für den Dual XF909 ergibt sich ohne R1 die im Bild 27 gezeigte Diskriminatorkennlinie. Bis zu einer Bandbreite von 10 kHz ist der Klirrfaktor < 3 %. Mit dem Dual XF919 sind solche Werte für eine Bandbreite von 500 Hz ohne R1, und für eine Bandbreite von 1,6 kHz mit R1 = 470 Ω erreichbar. Die Meßwerte zeigen die Bilder 28 und 29.
Bild 27: Die Diskriminatorkennlinie für 5 kHz Hub.
Bild 28: Die Diskriminatorschaltung mit XF919 läßt einen Hub von 250 Hz zu und ist damit für RTTY geeignet.
Bild 29: Durch den Lastwiderstand R1 läßt sich die Diskriminatorkennlinie auf 800 Hz erweitern.
3.6.3. Squelch-Ansteuerung
Die Rauschunterdrückung soll den NF-Kanal so lange sperren, bis ein Signal genügender Feldstärke vorliegt, damit es rauschfrei empfangen werden kann. Dabei gibt es verschiedene Möglichkeiten das Steuersignal zu erzeugen. Das Rauschen am Demodulator kann über ein Filter ausgekoppelt, verstärkt und gleichgerichtet werden, wie beispielsweise in (22). Wird ein Sender empfangen, sinkt der Rauschpegel und der NF-Verstärker wird auf-gesteuert.
Des weiteren kann ein Steuersignal von der ZF-Spannung vor dem Begrenzer abgenommen werden. Dies ließe sich mit der Schaltung nach Bild 30 durchführen.
Bild 30: Die Steuerspannungerzeugung für die Rauschsperre.
Das ZF-Signal wird in der Transistorstufe verstärkt und in einer Spannungsverdopplerschaltung gleichgerichtet. Der Differenzverstärker arbeitet als Komparator, der das gleichgerichtete Signal mit einer am 10-kΩ-Potentiometer eingestellten Spannung vergleicht. So lange die am Poti eingestellte Spannung größer ist als die gleichgerichtete Signalspannung, bleibt der rechte Transistor leitend und der Spannungsabfall am Kollektor-widerstand sperrt den NF-Verstärker. Diese Rauschsperre funktioniert jedoch nur für Eingangssignale bis zum Regelspannungseinsatz, weil ab da die ZF-Spannung auf einem konstanten Pegel gehalten wird.
Zum anderen kann die Regelspannung als Steuersignal benutzt werden. Dafür ist es sinnvoll, daß die Regelung schon an der Rauschgrenze einsetzt. Dies ist in dem vorliegenden Konzept nicht gegeben, wenn rauscharme Eingangsstufen eingesetzt werden. Die Rauschsperre kann daher nur bei Signalen öffnen, bei denen die Regelung bereits einsetzt.
Schaltungstechnisch ist dies leicht möglich, wenn die Schaltung in Bild 30 an Punkt P aufgetrennt und mit der Source des Steuertransistors der S-Meter-Schaltung (Bild 18) verbunden wird.
3.7. AM-Demodulation
Zur AM-Demodulation werden im wesentlichen zwei Prinzipien verwendet. Das eine ist die Hüllkurven-Demodulation mit Gleichrichterschaltungen, als zweites wird die Rückmischung des AM-Signals mit dem Trägersignal, die Synchron-Demodulation, verwendet. Beide Demodulatoren wurden untersucht und sind im folgenden beschrieben.
3.7.1. Gegentakt-Demodulator
Die einfachste Form der AM-Demodulation ist ein Hüllkurven-Demodulator mit Dioden, wie sie als Regelspannungsgleichrichter im Bild 17 verwendet werden. Durch die relativ hohe Schwellenspannung der Dioden lassen sich kleine HF-Spannungen nur mit starken Verzerrungen demodulieren.
Durch einen Vorstrom lassen sich die Dioden im B-Betrieb betreiben, so daß auch kleine HF-Spannungen verzerrungsarm demoduliert werden können. Jedoch ist der Arbeitspunkt dann stark temperaturabhängig. DJ4BG zeigt in (23), daß eine temperaturkompensierte Gleichrichtung mit den Basis-Emitterdioden von Transistoren möglich ist. Diese Schaltungsvariante wurde im Gegentakt mit dem SO42P aufgebaut, Bild 31. Das Eingangssignal wird durch den angekoppelten Resonanzkreis symmetriert. Das Übersetzungsverhältnis ist so gewählt, daß die Eingangsimpedanz der Schaltung näherungsweise 50 Ω beträgt. Die Basis-Emitter-Dioden zwischen 13 und 12 sowie 11 und 10 sind als Gegentaktgleichrichter geschaltet. Die Basisvorspannung ist von 2 in Reihe geschalteten Dioden abgeleitet und wird durch den internen und den externen 3,3-kΩ-Widerstand halbiert, so daß die Gleichrichter im B-Betrieb arbeiten. Durch die internen 1,4-kΩ-Widerstände wird eine gute Symmetrierung erzielt. Mit dieser Maßnahme wird auch eine recht gute Temperaturkompensation erreicht. Inwieweit sich eine Verbesserung durch Verringern des Stroms durch die Vorspannungsdioden erzielen läßt, wurde noch nicht untersucht.
Bild 31: Der AM-Hüllkurvendemodulator in Gegentaktschaltung.
Das gleichgerichtete Signal wird über die Kollektoren und die als Addierstufe geschalteten Transistoren an den Punkten 2 und 3 abgenommen.
Die Schaltung arbeitet für Eingangssignale von 3 mV bis 100 mV mit geringem Klirrfaktor. Für Signale > 100 mV tritt eine Übersteuerung der Transistoren in der Addierstufe auf. Dies läßt sich durch Spannungseinbrüche an den Punkten 7 bzw. 8 mit einem Oszillographen leicht kontrollieren.
3.7.2. Synchron-Demodulator
Der Synchron-Demodulator ist eine Mischerschaltung, bei der das AM-Signal mit einem zur Trägerfrequenz synchronen Signal gemischt wird. Ein synchrones Signal läßt sich mit einer PLL-Schaltung oder einfach mit einem Begrenzer erzeugen. Als Mischerschaltung sind alle die geeignet, die auch zur Rückmischung von SSB-Signalen verwendet werden, wenn anstatt des BFO-Signals das synchrone Signal eingespeist wird, wie im Schaltbild des SSB-Demodulators gezeigt ist.
Synchron-Demodulatoren haben gegenüber dem Hüllkurven-Demodulator einen größeren Dynamikbereich und geringere Verzerrungen. Aus diesem Grund war dieser Demodulator im ursprünglichen Konzept vorgesehen. Es zeigte sich jedoch, daß bei der Erzeugung des synchronen Träger-Signals mit dem Begrenzer bei geringen Eingangspegeln die durch die Störimpulse hervorgerufenen Amplituden-und Phasenstörungen zu groß sind. Der Hüllkurven-Demodulator nach Bild 31 liefert ein störungsärmeres Signal.
3.8. SSB/CW-Demodulator
Die Demodulation eines SSB-Signals muß durch Rückmischung mit einem dem ursprünglichen Trägersignal frequenzgleichen Signal erfolgen. Da im Amateurfunk mit einer hohen Trägerunterdrückung bei SSB gearbeitet wird, ist eine Rückgewinnung des Trägers aus dem Empfangssignal nicht möglich, so daß ein Hilfssignal erzeugt werden muß, das sogenannte BFO-Signal. Dieses BFO-Signal wird in üblichen Mischerschaltungen mit dem Empfangssignal gemischt und das NF-Signal über einen Tiefpaß ausgekoppelt. Als Mischerschaltung eignen sich alle üblichen Schaltungen, wobei die Diodenringmischer, wie beispielsweise IE 500, die geringste äußere Beschaltung nötig haben. Sie erfordern jedoch einen verhältnismäßig hohen BFO-Pegel von mindestens 5 mW.
Das Bild 32 zeigt einen Mischer mit dem SO42P in Standardschaltung. Das vom Trennverstärker kommende Empfangssignal wird über einen Ringkerntransformator symmetrisch an den Punkten 7 und 8 eingespeist, und das BFO-Signal über ein Dämpfungsglied symmetrisch an die Punkte 11 und 12 gegeben. Das Dämpfungsglied ist für Pegel > 1 mW als Vorsichtsmaßnahme eingesetzt, da es im Datenblatt keine Angabe über die maximal zulässige Eingangsleistung an den Punkten 11 und 13 gibt. Messungen zeigten, daß die Mischverstärkung für BFO-Pegel ab - 6 dBm nicht mehr wesentlich zunimmt. Für größere Pegel ist die Unterdrückung des BFO-Signals am Signaleingang und am NF-Ausgang erheblich schlechter. Das NF-Signal wird am Punkt 2 über einen Tiefpaß aus 10-kΩ-Wider stand und 470-pF-Kondensator abgenommen.
Bild 32: Die Mischerschaltung zur Demodulation von AM-, SSB und CW-Signalen.
Die Mischerschaltung ist sehr empfindlich und kann mit erheblich niedrigeren Pegeln des Eingangs- und BFO-Signals betrieben werden, wenn zur Ankoppelung an Stelle der Ringkerntransformatoren angezapfte Resonanzkreise eingesetzt werden. Da die hohen Pegel im Gesamtkonzept zur Verfügung standen, wurden auch aus Platzgründen auf der Platine Ringkerntrafos verwendet.
3.9. BFO
Da der BFO auch als Signalquelle für die Intermodulationsmessungen der Quarzfilter verwendet wurde, ist eine sehr rauscharme und stabile Schaltung mit geringem Oberwellengehalt entwickelt worden. Wie Bild 33 zeigt, sind für die verschiedenen BFO-Frequenzen jeweils getrennte Oszillatoren vorgesehen, die wahlweise eingeschaltet werden.
Bild 33: Ein rauscharmer BFO für 3 umschaltbare Frequenzen und eine maximale Ausgangsleistung von 5 mW.
Als Oszillator ist eine Colpitts-Schaltung mit einem Sperrschicht-FET eingesetzt. Der Quarz schwingt in Parallelresonanz und wird mit C1 und C2 an den FET angekoppelt. Bei Quarzen geringer Güte kann durch Vergrößern von C1 bzw. Verkleinern von C2 die Ankopplung vergrößert werden. Die Schottky-Diode von Gate nach Masse dient zur Amplitudenbegrenzung, indem sie bei größer werdender Amplitude den Kondensator C1 am Gate negativ auflädt und damit den Arbeitspunkt des FET in Bereiche niedriger Steilheit steuert.
Die genaue Frequenzeinstellung geschieht mit einer in Reihe zum Quarz liegenden Ziehkapazität. Die CW-Quarzfrequenz läßt sich mit einer Kapazitätsdiode und einer 5,6-pF-Koppelkapazität über die CW-Filterbreite verschieben. Für eine größere Frequenzvariation müssen 2 Dioden eingesetzt werden, dadurch Vergrößern der Ankoppelkapazität der Einzeldiode zwar der Variationsbereich vergrößert, die Diode aber durch die HF-Amplitude in Flußrichtung gesteuert würde.
Ausgekoppelt wird das Signal über einen 10-pF-Kondensator am Sourcefolger. Da die Oszillatoramplitude von der stark streuenden Steilheit des ersten FETs abhängt, läßt sich mit C3 als kapazitivem Spannungsteiler ein Amplitudenabgleich durchführen, so daß alle drei Oszillatoren gleiche Amplitude an den Ausgang geben.
Von den Oszillatoren darf nur jeweils einer eingeschaltet sein. Die beiden anderen werden mit den Schaltdioden BA283 gesperrt.
Der angezapfte Resonanzkreis erhöht den Oberwellenabstand, so daß nach dem Sourcefolger maximal 5 mW an 50 Ω mit einem Oberwellenabstand von > 45 dB ausgekoppelt werden können.
3.10. NF-Verstärker
Wie Bild 34 zeigt, werden die demodulierten NF-Signale mit Emitterfolgern und Schaltdioden auf den NF-Verstärker nach Bild 35 umgeschaltet. Zur Bandbegrenzung sind aktive Filter nach DJ4BG(24) vorgesehen.
Bild 34: Die NF-Umschaltung mit dem CW-Ton-Filter.
Bild 35: Der NF-Verstärker mit Kurzschlußsicherung und Squelch-Schalter.
Der NF-Verstärker enthält keine schaltungstechnischen Besonderheiten. Da die verwendete integrierte Schaltung keine interne Strombegrenzung als Schutz gegen Übersteuerung und ausgangsseitigen Kurzschluß hat, kann eine auf den Squelch-Schalttransistor wirkende Strombegrenzung mit einem BC415 vorgesehen werden. Dies entfällt, wenn sichergestellt ist, daß der Ausgang nicht kurzgeschlossen werden kann.
Die Rauschsperre wird jetzt durch ein Kurzschließen mit dem Transistor BC413 realisiert. Bei Verwendung des LM380 als NF-Verstärker läßt sich der Transistor auch an seinen Punkt 1 anschließen, wie dies von DC3NT in (25) gemacht wird.
3.11. ZF-Auskopplung
An einen ZF-Ausgang werden hohe Anforderungen gestellt. Nicht nur daß der Ausgang gegen jede Fehlanpassung, also auch Leerlauf und Kurzschluß, unempfindlich sein muß, er muß auch sehr rückwirkungsarm sein. An der Buchse liegende Signale, wie beispielsweise ein Oszillatorsignal von einem extern angeschlossenen Mischer, dürfen nicht in die Schaltung angespeist werden. Die Schaltung nach Bild 36 gewährleistet diese Forderungen. Die Auskopplung des ZF-Signals erfolgt vom Kollektor der 1. Verstärkerstufe der Regelspannungserzeugung. Über ein Filter wird das Signal in einer Kaskadenschaltung mit zwei FETs rückwirkungsarm ausgekoppelt.
Bild 36: Eine rückwirkungsarme ZF-Auskopplung.
Das Filter ist im Eingang durch Widerstände angepaßt. Die ausgangsseitige Anpassung wird mit einem 6,8-kΩ-Widerstand realisiert, wobei die Blindanteile durch den LC-Kreis kompensiert werden.
Mit dem Drainwiderstand von 56 Ω hat die Kaskadenstufe eine Leerlauf-Spannungsverstärkung von etwa 1, so daß das ZF-Signal bei geregeltem ZF-Verstärker mit 25 mV ausgekoppelt wird.
Die geringe Rückwirkung wird durch die fehlanpassungs-unempfindliche Kaskadenschaltung und durch die Spannungsteilung des Anpaßwiderstandes am Filtereingang mit dem Kollektorwiderstand im Regelspannungsverstärker erzielt. Die Rückwirkungsdämpfung beträgt etwa 60 dB im Durchlaßbereich des Filters und außerhalb des Durchlaßbereiches mehr als 90 dB.
Literatur zu Teil 3
- Schürmann, J., DJ1SK: Moderne FETs für HF, cq-DL 1973, Heft 11, Seite 418-422
- o.Verfasser: Die PIN-Diode und ihre Anwendung, Funktechnische Arbeitsblätter Re 91 Funkschau 1973, Heft 1, Seite 37-40
- Schürmann, J., DJ1SK: Der BF910 als rauscharmer großsignalfester Dual Gate MOS-FET mit hoher Steilheit für Verstärker und Mischanwendungen bis 500 MHz, Applikationsbericht 51 im Applikationsbuch Band 3 (UHFNHF) Texas Instruments Deutschland GmbH, Freising, 1978
- Neubig, B., DK1AG: Optimale ZF-Selektion für Kohärent-Telegrafie (CCW), UKW-Berichte (22) 1982, Heft 1, Seite 35-43
- Berberich, E., DL8ZX: Ein Spektrumanalysator für Amateure, UKW-Berichte 16 (1976), Heft 2, Seite 87-98
- AEG-Telefunken: Nullstellenfilter Telefunken-Laborbuch Bd. 6 (1980), Seite 124-133
- Matthes, H.: Crystal band-stop filters with improved spurious resonance behaviour, Intl. of Circuit Theory and Applications, Vol. 4, Seite 25-42 (1976)
- EXAR: Phase-locked loop data book Sunnyvale (1980)
- Kestler, J., DK1OF: FM-Transceiver für das 2-m-Band, UKW-Berichte (18) 1978, Heft 3, Seite 167-176
- Rühr, G., OH2KT: Ein Kleinempfänger für das 2-m-Band, UKW-Berichte (15) 1975, Heft 2, Seite 103-107
- Schmitzer, D.E., DJ4BG: AM-Demodulatoren mit Silizium-Halbleitern, UKW-Berichte (10) 1970, Heft 2, Seite 74-77
- Schmitzer, D.E., DJ4BG: Aktive Niederfrequenz-Filter, UKW-Berichte (8) 1968, Heft 4, Seite 195-212
- Tellert, R., DC3NT: Anlage zum Empfang und Aufzeichnen von METEOSAT-Bildern; Teil 2. UKW-Berichte (19) 1979, Heft 2, Seite 66-73
Teil 1 - Teil 2 - Teil 3 - Teil 4 - Teil 5 - Teil 6
DJ3RV, Friedrich Krug.