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Anpaßstufe für Quarzfilter
Nachdem in Teil 1 (UKW-Berichte 2/81) dieser Reihe das Empfängerkonzept, seine Eigenschaften und Ausbaumöglichkeiten, sowie die Baugruppen des Eingangsteils besprochen wurden, folgt hier als 1.Block des ZF-Teils die Anpaßstufe für die Quarzfilter. Diese für den Dynamikumfang des Empfängers sehr wichtige Stufe verdient eine ausführliche Besprechung, zumal umfangreiche Meßwerte von verschiedenen Transistortypen und Quarzfiltern weitergegeben werden sollen.
3. ZF-Verstärker
Der ZF-Teil setzt sich aus einer Vielzahl einzelner Stufen zusammen und ist in Bild 4 als Blockschaltbild gezeigt. Die Schaltungen sind auf vier Platinen verteilt und in handelsüblichen Weißblechgehäusen aufgebaut. Dadurch läßt sich der ZF-Teil vielseitig einsetzen, da je nach Bedarf die Platinen auch einzeln verwendet werden können.
Bild 4: Blockschaltbild des ZF-Teils.
Die erste Platine enthält die Anpaßverstärker, die Quarzfilter für die verschiedenen Bandbreiten sowie einen rauscharmen Verstärker, der durch ein Notchfilter oder ein weiteres ZF-Filter zur Verbesserung der Weitabselektion erweitert werden kann. Die zweite Platine enthält den regelbaren ZF-Verstärker, die Regelspannungserzeugung und die Auskoppelstufen.
Auf der dritten Platine sind die Demodulatoren und ein NF-Verstärker untergebracht, während auf der vierten Platine die Oszillatoren für den BFO und die Hilfsoszillatoren für den Ab-gleich des ZF-Verstärkers untergebracht sind.
Die Gesamtschaltung und die Bestückungspläne für die Platinen werden im Kapitel 4 bei den Aufbauhinweisen beschrieben, während zum besseren Verständnis der Schaltung im folgenden die einzelnen Stufen und ihre optimale Funktion betrachtet werden. Es wurden jeweils verschiedene Schaltungen untersucht und die Schaltung mit der größten Nachbausicherheit - bei Einsatz von Amateurmeßmitteln - dann fürtien Aufbau verwendet. Dabei wurde versucht, die im Kapitel 1 genannten Forderungen möglichst zu erfüllen.
3.1. Anpaßstufe für Quarzfilter
Bei einem Empfänger nach dem Superhetprinzip, wie er in Bild 1 gezeigt ist, wird aus dem Signalspektrum am Ausgang des Mischers das ZF-Nutzsignal mit einem Quarzfilter als Hauptselektionsmittel ausgefiltert und anschließend verstärkt. Das Filter hat jedoch nur im Durchlaßbereich eine definierte Impedanz, während ein intermodulationsarmer Mischer einen breitbandig reellen Abschluß - meist 50 Ω - braucht. Daher ist zwischen Mischer und Filter ein Anpaßverstärker erforderlich, der einen frequenzunabhängigen Eingangswiderstand haben muß und dessen Ausgangswiderstand an die Impedanz des Filters anpaßbar ist.
Der Eingangswiderstand des Verstärkers muß vom Ausgangswiderstand, der im wesentlichen durch die Eingangsimpedanz des Filters gegeben ist, möglichst unabhängig sein. Das ist nur mit rückwirkungsarmen Schaltungen erreichbar, so daß rückgekoppelte Schaltungen, wie sie im Eingangsteil (Bild 3) verwendet werden, nicht geeignet sind. Außerdem bestimmen der Verstärker und das Filter das Intermodulations- und Rauschverhalten des gesamten ZF-Teils, so daß nur intermodulations- und rauscharme Bauelemente eingesetzt werden können.
Sehr ausführlich sind diese Probleme von DJ7VY in (10) dargestellt; ebenfalls zu empfehlen ist die Veröffentlichung von DL7AV (11) und - wer die Möglichkeit hat - auch (12).
3.1.1. Dynamikbereich
Nach den in Kapitel 1 genannten Forderungen soll der ZF-Teil Signale mit einer Dynamik von 100 dB intermodulationsfrei verarbeiten und eine maximale Eingangsspannung von UE max. = 50 mV ohne Begrenzung verkraften können. Letzteres entspricht einer Eingangsleistung von PE max. = -13 dBm.
Als intermodulationsfreier Dynamikbereich ID wird der Eingangspegelbereich betrachtet, der zwischen der Rauschgrenze und der Eingangsleistung PE liegt, bei der die lntermodulationsprodukte gleich der Rauschleistung PR sind.
Für Leser, die Rauschen nur als Geräusch aus dem Lautsprecher bzw. Kopfhörer kennen und das folgende trotzdem verstehen wollen, ist die Veröffentlichung von DL3WR(13) zu empfehlen.
Mit einer minimalen Eingangsspannung von UE min = 0,5 µV für ein im Amateurfunk übliches Signal-Rauschverhältnis von 10 dB liegt die Rauschgrenze bei einer auf den Eingang bezogenen Rauschspannung bei
Das entspricht einer Rauschleistung PR an 50 Ω von
Daraus folgt dann die maximal zulässige Rauschzahl F für den ZF-Teil bei der größten Bandbreite von 15 kHz mit
Da der ZF-Teil als Nachsetzer für einen passiven Mischer vorgesehen ist, sollte die Rauschzahl möglichst niedriger sein.
Für die maximal zulässige Rauschzahl von F = 9,2 dB läßt sich die größte Eingangsleistung PE, bei welcher der Intermodulationsabstand IM = 100 dB beträgt, mit der folgenden Gleichung berechnen:
Der auf den Eingang des ZF-Teils bezogene Intercept-Punkt 3. Ordnung muß dann mindestens sein:
Leider war beim Verfasser dieser Intercept-Punkt mit der Anpaßstufe im Eingangsteil von DJ7VY nicht erreichbar. Gemessen wurde mit dem FET P8002 ein IP = 19 dBm und ein Rauschmaß von F = 4,4 dB. Um bessere Werte zu erreichen, wurden verschiedene Anpaßstufen systematisch untersucht.
Den prinzipiellen Aufbau einer Eingangsstufe eines ZF-Teils, bestehend aus Bandpaß, Verstärker und Quarzfilter, zeigt das Blockschaltbild in Bild 5. Die Dämpfung bzw. Verstärkung Gp, die Rauschzahl F sowie der Intercept-Punkt IP wurden an den verschiedenen Einzelelementen und ihren Zusammenschaltungen genauer untersucht und miteinander verglichen.
Bild 5: Blockschaltbild der Anpaßstufe.
Aus den Einzelergebnissen lassen sich dann näherungsweise die auf den Eingang des ZF-Teils bezogenen Gesamtwerte für die Rauschzahl Fges und den Intercept-Punkt IPges ermitteln, die für den intermodulationsfreien Dynamikbereich ID maßgebend sind.
Sie ergeben sich aus der Zusammenschaltung der Einzelelemente nach Bild 5 und lassen sich mit den folgenden Gleichungen aus (12) und (13) berechnen. Hierbei sind die Dämpfung der Bandpaß-Ankopplung mit Gp1 die Stufenverstärkung mit Gp2 und die Quarzfilterdämpfung mit Gp3 berücksichtigt. Für den auf das Quarzfilter folgenden Verstärker wurde die Rauschzahl mit F2 = 2 ≡ 3 dB angenommen.
Für die Rauschzahl Fges gilt:
Zur Berechnung der Dynamik ist es sinnvoll, daraus gleich die auf den Eingang bezogene Rauschleistung PR in dBm zu berechnen:
Fges: Rauschzahl
B: Bandbreite des Filters in Hertz (Hz)
k: Boltzmannkonstante = 1,38 × 10-23 Ws/K
T: Raumtemperatur in Kelvin (K)
Für den Intercept-Punkt IPges gilt:
Da der Intercept-Punkt stets in dBm angegeben wird, sind in der letzten Gleichung alle Größen in dB-Werten einzusetzen.
Der intermodulationsfreie Dynamikbereich ID folgt dann aus
unmittelbar in dB-Werten.
3.1.2. Bandpaß
Der Anpaßverstärker sollte nur mit Signalen im ZF-Bereich angesteuert werden. Eine Filterschaltung, die gleichzeitig auch einen breitbandigen Mischerabschluß gewährleistet, wird durch den in (14) berechneten und auch in (6) verwendeten Bandpaß erreicht. Dieses in Bild 6 gezeigte Bandfilter koppelt nur Signale im Bereich der ZF an den nachfolgenden Verstärker. Andere Signale, wie die Spiegel-und die durch die endliche Sperrdämpfung des Mischers auch noch am Mischerausgang anliegende Oszillatorfrequenz, werden unterdrückt.
Bild 6: Bandpaß als Abschluß für einen Ringmischer.
Das im Versuchsaufbau des Verfassers gemessene Oszillatorsignal am ZF-Ausgang des Mischers SRA-1 H betrug bei +17 dBm Oszillatorpegel noch -14 dBm, was einer Sperrdämpfung von nur 31 dB entspricht. Die Bandpaß-Ankopplung dämpft dieses Signal noch um ca. 30 dB, während die Dämpfung für das Nutzsignal nur Gp1 = 0,87 ≡ -0,6 dB beträgt.
Diese Durchgangsdämpfung verschlechtert die Rauschzahl, während die Spulen L1 und L2 den Intercept-Punkt verschlechtern. Die Spulen wurden mit dem Bausatz D41-2165 der Fa. Vogt aufgebaut. Je nachdem, wie tief der Kern in die Spule eingedreht werden mußte, ergab sich ein Intercept-Punkt von IP1 = 42 bis 44 dBm. Versuche mit anderen Ferritmaterialien ergaben keine besseren Werte. Hier zeigt sich schon, daß das nichtlineare Verhalten der Ferrite für den IP von großer Bedeutung ist.
3.1.3. Verstärker
Der Verstärker sollte möglichst rauscharm sein und eine so hohe Verstärkung haben, daß die Filterdämpfung und die Rauschzahl der nachfolgenden Stufen nur wenig zur Gesamtrauschzahl beitragen. Gleichzeitig sollte der Intercept-Punkt möglichst hoch liegen. Da alle Verstärkerelemente nichtlineares Verhalten haben, ergibt eine höhere Verstärkung infolge der größeren Ausgangsamplitude einen schlechteren Intermodulationsabstand, das heißt einen niedrigeren IP.
Durch die größere Ausgangsamplitude wird das nachfolgende Filter stärker angesteuert, womit der IP des Filters nicht mehr vernachlässigbar ist. Der IP des Filters sollte immer größer oder gleich sein als der auf seinen Ausgang bezogene IP des Verstärkers.
Für die vergleichenden Untersuchungen wurden die Verstärker ohne Filter betrieben und dafür mit dem Realteil der Filter-Nennimpedanz RL abgeschlossen.
Für die Verstärkerstufe wurden verschiedene Hochstrom-FETs in einer Eintaktstufe und der FET P8002 auch als Gegentaktstufe untersucht. Die Schaltungen sind in Bild 7 gezeigt. Die Meßwerte für den auf den Eingang bezogenen Intercept-Punkt IP und die Rauschzahl sind in Tabelle 2 aufgeführt.
Bild 7: Meßschaltungen für Anpaßverstärker.
| Bestückung | Rauschzahl F1 | IP | Schaltung |
|---|---|---|---|
| P8002 | 2 ≡ 3dB | 26 - 28dBm | Schaltung a |
| 2 x P8002 parallel | 2,3 ≡ 3,6 dB | 28 - 31 dBm | Schaltung a |
| CP643 | 2,5 ≡ 4dB | 25 - 28dBm | Schaltung a |
| CP640 | 2 ≡ 3dB | 29 - 31 dBm | Schaltung a |
| P8002 | 2,2 ≡ 3,4 dB | 29 - 31 dBm | Schaltung b |
Die Werte für den IP wurden mit zwei Signalen mit einem Pegel von je -10 dBm an mehreren Exemplaren gemessen und der Streubereich angegeben.
Leistungstransistoren mit besserem Intermodulationsverhalten, jedoch im allgemeinen schlechterem Rauschverhalten, wurden hier nicht untersucht.
Der Eingangswiderstand RE der Schaltungen soll 50 Ω betragen und ist mit dem Übersetzungsverhältnis ü des Eingangstransformators und dem Übertragungsleitwert y21 bzw. der Steilheit einstellbar.
Für Transistoren mit einem y21 = 20 mS (wie P8002 und CP643) entfällt der Eingangsübertrager.
Der Übertragungsleitwert y21 ist vom Drainstrom abhängig und streut bei FETs relativ stark. Der Verfasser hat an 20 Exemplaren des P8002 den Drainstrom für y21 = 20 mS bei 9 MHz und einer Drain-Gate-Spannung UDG = +15 V gemessen. Die Werte streuten von ID = 19 mA bis ID = 36 mA, wobei eine Häufung bei etwa 26 mA lag.
Für die Gegentaktschaltung müssen die Transistoren ausgesucht werden, denn der Meßwert für den Intermodulationsabstand ist nur mit dynamisch gleichen Exemplaren zu erreichen, andernfalls werden nur Werte wie beim Einzeltransistor erreicht.
Für die vergleichende Untersuchung wurden alle Verstärkerstufen für die gleiche Ausgangsleistung dimensioniert.
Die Leistungsverstärkung ist durch die Transformation auf den Widerstand RA und den dazu parallel liegenden Eingangswiderstand RL des ZF-Filters gegeben. Der Widerstand RA ist der für die Anpassung des Filters notwendige Quellwiderstand. Er muß eingebaut werden, da der ausgangsseitige Innenwiderstand des Transistors sehr viel größer als die Filter-Nennimpedanz ist.
Für die Anpassung gilt: RA = RL. Die verwendeten Filter haben unterschiedliche Impedanzen im Durchlaßbereich, so daß der Ausgangswiderstand der Schaltung für die niedrigste Filterimpedanz Z = 500 Ω || 30 pF ausgelegt wurde.
Die Filter mit der höheren Impedanz werden durch Impedanzwandler-Schaltungen angepaßt. Für einen Lastwiderstand von RL = 500 Ω hat der Transistor P8002 dann eine Leistungsverstärkung von 7 dB. Die an das Filter abgegebene Leistung ist um 3 dB niedriger als die Ausgangsleistung des Transistors, da die Hälfte der Leistung am Quellwiderstand RA verbraucht wird. Die Stufenverstärkung beträgt damit nur Gp2 = 4 dB.
Daß eine höhere Verstärkung den Intercept-Punkt verschlechtert, zeigen die Diagramme in Bild 8. Der IP, bezogen auf den Eingang, und der IPA, bezogen auf den Ausgang, sowie die Stufenverstärkung Gp sind als Funktion des Kollektorwiderstandes R dargestellt. Hierbei ist der Kollektorwiderstand
da Anpassung mit RA = RL vorausgesetzt wurde. Gemessen wurden der P8002, der CP640 und zwei P8002 parallelgeschaltet in Schaltung a.
Bild 8a: Intercept-Punkt und Stufenverstärkung für P8002.
Bild 8b: Intercept-Punkt und Stufenverstärkung für CP640.
Bild 8c: Intercept-Punkt und Stufenverstärkung für 2 × P8002.
Die Gegentaktschaltung wird für die Untersuchungen nicht verwendet und in den weiteren Betrachtungen auch nicht mehr berücksichtigt, da die wenigsten Amateure über geeignete Meßplätze verfügen, um die Transistorparameter zu ermitteln.
Die parallelgeschalteten Transistoren wurden auf gleiche Gate-Source-Spannung UGS bei einem Drainstrom ID = 25 mA ausgesucht. Eine Messung, die jeder "Bastelerfahrene" durchführen kann.
Wichtig für einen guten Intermodulationsabstand sind der Eingangstransformator Tr1 und die Drosseln. Tr1 muß als Breitband-transformator mit 3 × 8 Windungen KupferLack-Draht mit 0,35 mm Durchmesser auf einen 6 bis 10-mm-Ringkern aus hochpermeablem und verlustbehafteten Ferritmaterial gewickelt werden. Geeignetes Material ist beispielsweise N30 der Fa. Siemens oder 3D3 der Fa. Valvo. Transformatoren aus Material hoher Güte sind ungeeignet, da sich ihre Permeabilitätszahl mit der Magnetisierung sehr stark ändert. Aus gleichem Grund werden für die Drosseln auf einen Ferritstabkern gewickelte Festinduktivitäten der Fa. Jahre oder der Fa. Siemens verwendet.
3.1.4. Filter
Für den ZF-Teil sind vier verschiedene Filterbandbreiten vorgesehen. Verwendet werden die monolithischen Quarzfilter XFM-9S05 mit 12 kHz, Bandbreite XFM - 9S01 mit 5 kHz Bandbreite, XFM - 9S03 mit 2,4 kHz Bandbreite und das diskret aufgebaute Filter XF-9 NB mit 500 Hz Bandbreite.
Da Viele noch Filter in der Bastelkiste haben und diese eventuell für den ZF-Verstärker verwenden wollen, wurden auch noch einige beim Verfasser vorhandene Diskretfilter mit vermessen. Von Interesse sind die Durchlaßdämpfung Gp3 und der auf den Eingang der Filter bezogene Intercept-Punkt IP3.
Die vom Hersteller spezifizierte Einfügungsdämpfung des Filters ist aus der Eingangs-und Ausgangsspannung am Filter mit
zu ermitteln. Die meisten Filter benötigen jedoch für die Anpassung an den Verstärker eine Transformationsschaltung, die zusätzliche Verluste verursacht. Diese muß für die Durchlaßdämpfung Gp3 mit berücksichtigt werden. Gp3 wurde daher aus dem Verhältnis der Leistung am Ausgang des Filters zur Meßeingangsleistung PE errechnet.
Der IP der Filter wurde mit Signalen im Sperrbereich oberhalb und unterhalb der Durchlaßfrequenz in der in Bild 9 gezeigten Testschaltung vermessen. Die Filterdurchlaßkurven wurden mit L3, C3 und C4 jeweils auf geringste Welligkeit abgeglichen. Für die Filter mit einer Nennimpedanz von 500 Ω wird die eingangsseitige Anpassung mit R1, R2 und C3, für die Filter mit einer Nennimpedanz > 500 Ω mit der Transformation aus L3 und C3 realisiert.
Bild 9: Meßschaltung für den IP der Filter.
Nach dem Katalog der Fa. KVG gilt:
mit der Filterimpedanz RF || CF.
Ausgangsseitig ist das Filter mit einem LC-Parallel-Kreis aus L4 und C4 beschaltet, mit dem der Blindanteil für den Filterabschluß eingestellt wird. Der Realteil wird im wesentlichen durch die Widerstände R3 und R4 realisiert. Mit dieser Schaltung lassen sich auch die störenden Schaltkapazitäten und die Eingangskapazität des Sourcefolgers kompensieren. Der Sourcefolger arbeitet als Impedanzwandler auf die für die Meßtechnik notwendigen 50 Ω. Die Meßwerte sind in Tabelle 3 aufgeführt.
| Filter | Nennimpedanz | R1 Ω | R2 Ω | L3 µH | C3 pF | C4 pF | L4 µH | R3 = R4 Ω | PE dBm | IP3 | IP3 oberhalb | Gp3 dB |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| XF-910 | 6 kΩ | - | - | ~10 | 5-40 | 3-13 | 22 | 12000 | 2 × 0 | 43 dBm | 42 dBm | -3 |
| XFM-9S05 | 8,2 kΩ | - | - | ~10 | 5-40 | 3-13 | 22 | 18000 | 2 × 0 | 42 dBm | 43 dBm | -6 |
| XFM-9S01 | 3,3 kΩ || 2 pF | - | - | ~7 | 10-60 | 3-13 | 22 | 6800 | 2 × 0 | 40 dBm | 40 dBm | -5 |
| XFM-9S03 | 1,8 kΩ | |3 pF | - | - | ~5 | 10-60 | 3-13 | 22 | 3900 | 2 × 0 | (37 dBm) | (38 dBm) | -6 |
| XF-9NB | 500 Ω || 30 pF | 56 | 470 | - | 5-40 | 10-60 | 10 | 1000 | 2 × -16 | 34 dBm | 36 dBm | -6 |
| XF-9B | 500 Ω || 30 pF | 56 | 470 | - | 5-40 | 10-60 | 10 | 1000 | 2 × -16 | 36 dBm | 34 dBm | -3 |
| XF-9D | 500 Ω || 30 pF | 56 | 470 | - | 5-40 | 10-60 | 10 | 1000 | 2 × -16 | 35 dBm | 32 dBm | -3 |
| XF-9E | 1,2 kΩ || 30 pF | - | - | ~4 | 10-60 | 10-60 | 22 | 2700 | 2 × 0 | 35dBm | 36 dBm | -6 |
Der IP wird entscheidend durch das Ferritmaterial von L3 beeinflußt. Für diese Spule wurde der gleiche Bausatz wie beim Bandpaß verwendet.
Da die Definition des IP der Filter problematisch ist, soll das hier verwendete Meßverfahren etwas genauer erläutert werden.
Die maßgebenden Signale, die in einem Empfänger die störenden Intermodulationsprodukte bilden, liegen außerhalb des Durchlaßbereiches des Filters. Setzt man eine gute HF-Vorselektion voraus, so treten die Störsignale nur in der Nähe der ZF auf und es stören die Intermodulationsprodukte 3. Ordnung. Intermodulationsprodukte 2. Ordnung können vernachlässigt werden.
Ausführlich wird dies von DL1BU in (15) beschrieben.
Die Untersuchung wurde daher mit Signalen 40 kHz und 80 kHz unterhalb bzw. oberhalb der Filter-Mittenfrequenz durchgeführt. Für die 9-MHz-Filter sind diese Frequenzen f1 = 8,960 MHz und f2 = 8,920 MHz für die unterhalb liegenden Signale, und f1 = 9,040 MHz und f2 = 9,080 MHz für die oberhalb liegenden Signale. Das Intermodulationsprodukt 3. Ordnung (2 f1 - f2) fällt dann in den Durchlaßbereich des Filters. Es läßt sich als Störleistung Ps am Ausgang der Meßschaltung gut messen, da die Meßsignale durch das Filter unterdrückt werden.
Für den Sperrbereich des Filters ist die Impedanz nicht definiert. Näherungsweise kann angenommen werden, daß die Filterimpedanz für die Meßsignale sehr groß gegenüber der Filter-Nennimpedanz ist. Da der Verstärker im Empfänger bzw. die Generatoren im Meßaufbau auf die Filter-Nennimpedanz angepaßt sind, liegt nahezu Leerlauf vor und die am Filtereingang anliegenden Meßsignalspannungen UE sind größer als bei Anpassung. Die tatsächlich in das Filter eingespeiste Meßsignalleistung ist wegen der hohen Impedanz sehr klein.
Als Bezugsleistung PE für die Definition des IP wurde daher die an das Filter im Fall der Anpassung abgegebene Leistung angenommen. Der Intermodulationsabstand IM ist als das Verhältnis der Leistung am Ausgang PA der Meßschaltung für ein Signal mit dem Bezugspegel im Durchlaßbereich zur Störleistung Ps definiert.
Der IP der Filter ist damit als
definiert.
Aus den Tabellen 2 und 3 zeigt sich, daß ein Dynamikbereich von 100 dB erreichbar ist. Für die Schaltung nach Bild 8c ergibt sich mit RA = 560 Ω eine Stufenverstärkung Gp2 = 5 ≡ 7 dB und ein IP3 von 30 dBm. Mit einer Filterdämpfung Gp3 = 0,25 ≡ -6 dB und einem IP3 von 40 dBm folgt rechnerisch mit den in Abschnitt 3.1.1. genannten Formeln für die Rauschzahl der Eingangsstufe:
und damit für die Rauschleistung bei der maximalen Bandbreite von 12 kHz:
sowie für den Intercept-Punkt
Theoretisch ist das ein intermodulationsfreier Dynamikbereich von
Gemessen wurden mit den Filtern XF-9 NB und XFM-9 S05 bei einem Meßpegel von 2 × -10 dBm folgende IP-Werte:
| Filtertyp | IPges/dBm unterhalb | IPges/dBm oberhalb |
|---|---|---|
| XF-9NB | 26 | 27,5 |
| XFM-9S05 | 29 | 29 |
Eine Messung der Rauschzahl wurde nicht durchgeführt, weil sie erst am kompletten ZF-Teil sinnvoll ist.
3.2. Quarzfilter mit Umschaltung
Dem Anpaßverstärker folgen die Quarzfilter. Die Lastimpedanz des Verstärkers liegt mit RL = 500 Ω fest, so daß die monolithischen Filter mit einer Transformationsschaltung aus L3 und C3 angepaßt werden müssen.
Für die Umschaltung der Filter wurden Diodenumschalter mit der Schaltdiode BA 283 und Relais RH-12 untersucht. Betreibt man die Dioden mit Strömen L. 10 mA in geschaltetem Zustand und Sperrspannungen L. 10V im gesperrten Zustand, so ist keine Verschlechterung des IP durch den Schalter meßbar. Da Diodenumschalter kapazitätsärmer und platzsparender sind, wurden sie ursprünglich verwendet. Im endgültigen Musteraufbau zeigte sich dann, daß die Entkopplung der Schaltleitungen nicht ausreichte. Der zur Verbesserung notwendige Schaltungsaufwand wurde so groß, daß Relais die einfachere Lösung darstellten. Damit war eine Neuentwicklung nötig, die mit Relais aufgebaut wurde.
Die Relais haben eine relativ hohe Kapazität von 4 pF in Ruhestellung und 9 pF erregt. Da vier Relais parallel am Quellwiderstand RA liegen, ergibt sich mit der unvermeidbaren Schaltkapazität eine zusätzliche kapazitive Last von ca. 35 pF. Damit lassen sich nicht alle Filtertypen auf eine optimale Durchlaßkurve abgleichen.
Eine zusätzliche Impedanztransformation des Verstärkerausganges auf einen niedrigeren Wert oder die Kompensation der Kapazitäten mit r-Gliedern verschlechtert den IP zu stark. Die besten Ergebnisse erzielt man, wenn die Filter einschließlich Anpaßverstärker umgeschaltet werden, wie Bild 10 zeigt. Mit R3 und dem Anzapf an L4 läßt sich auch die unterschiedliche Filterdämpfung ausgleichen, so daß die Gesamtverstärkung von der eingestellten Bandbreite unabhängig ist.
Bild 10: Bandbreiten-Umschaltung (nur für 2 Kanäle gezeichnet).
Nach den Filtern ist ein rauscharmer Verstärker notwendig, der entsprechend der Forderung aus Kapitel 1 bei Signalen von 50 mV am Eingang der Anpaßstufe noch nicht übersteuert.
Eine Auskopplung wie in der Meßschaltung (Bild 9) ist nicht rauscharm genug. Naheliegend wäre hier entsprechend dem Vorschlag von DJ7VY in (6) ein Doppelgate-MOSFET. Dagegen spricht, daß die Filterbaugruppe dann wegen der notwendigen Regelspannung nicht mehr als selbständige Einheit betrieben werden kann. Außerdem wird der DG-FET im abgeregelten Zustand ab 1 Vss übersteuert.
Berücksichtigt man die Stufenverstärkung, die Anpaßtransformation und die Filterdämpfung, so ergibt eine Eingangsspannung von 50 mV für das Filter XFM-9S05 an der Nenn-Abschlußimpedanz eine Spannung von 700 mV; das sind ca. 2 Vss am Gate 1 des FET ! Solche Pegel können von rauscharmen, regelbaren DG-FETs wie 3N211 oder BF910 im abgeregeltem Zustand nicht ohne Begrenzung verarbeitet werden.
Da In-Band-Signale mit 50 mV hinter dem Mischer selten sind - das sind bei einer Mischdämpfung von ca. 6 dB immerhin 100 mV 2 - 7 dBm (!) vor dem Mischer - kann ein FET verwendet werden. Der Vorteil liegt in der einfachen Verstärkungseinstellung. Betreibt man den FET nicht an der Regelspannung, so kann durch die Vorspannung am Gate 2 die Stufenverstärkung so eingestellt werden, daß damit die unterschiedliche Filterdämpfung ausgeglichen wird. Die Schaltung zeigt Bild 11.
Bild 11: Filterauskopplung mit BF910.
Die Lösung mit dem größten Dynamikbereich ist eine Transformation der Filter-Ausgangsimpedanz auf etwa 50 Ω und nachfolgend ein rauscharmer, schwach gegengekoppelter Verstärker mit dem Transistortyp BFQ69. Aus dieser Stufe kann das Signal direkt mit einer Impedanz von 50 Ω für den regelbaren ZF-Verstärker ausgekoppelt werden.
Damit die erste Baugruppe auch als selbständige Einheit verwendet werden kann, ist es notwendig, durch ein weiteres Filter die Weitabselektion so zu verbessern, daß sie größer als der Dynamikbereich wird. Dafür reicht das Filter XF-910 aus. Die Schaltung zeigt Bild 12.
Bild 12a: Filterauskopplung mit BFQ69.
Bild 12b: Einfachere Arbeitspunkt-Einstellung für den BFQ69.
Anstatt eines Quarzfilters wäre auch ein Notchfilter einsetzbar, wie es später noch beschrieben wird. Dies ist jedoch nur bei der kleinsten Bandbreite sinnvoll zu verwenden, da sich der im Filter verwendete Quarz nicht über einen großen Frequenzbereich ziehen läßt.
Literatur zu Teil 2
- Martin, M., DJ7VY: Empfängereingangsteil mit großem Dynamikbereich und sehr geringen Intermodulationsverzerrungen, CQ-DL 1975, Heft 6, Seite 326-336
- Moliere, Th., DL7AV: Das Großsignalverhalten von Kurzwellenempfängern, CQ-DL 1973, Heft 8, Seite 450-458
- Winterhalder, P.: Intermodulation und Rauschen in Empfangsanlagen, Neues von Rohde & Schwarz, Heft 78 (Juli 1977), Seite 28-31
- Lentz, R., DL3WR: Rauschen in Empfangsanlagen, UKW-Berichte (15) 1975, Heft 3, Seite 164-180
- Kestler, J., DK1OF: Anpaß-Schaltungen für Dioden-Ringmischer, UKW-Berichte (15) 1975, Heft 4, Seite 218-223
- Schwarzbeck, G., DL1BU: Großsignalverhalten von Kurzwellen-Empfängern, CQ-DL 1981, Heft 3, Seite 117-119, CQ-DL 1981, Heft 11, Seite 536-542
Teil 1 - Teil 2 - Teil 3 - Teil 4 - Teil 5 - Teil 6
DJ3RV, Friedrich Krug.