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Viele "Nur-UKW-Amateure" besitzen hochwertige Transceiver oder Empfänger für den Frequenzbereich von 144 bis 146 MHz, die zumeist für mehrere Betriebsarten (AM, FM, SSB) eingerichtet sind. Der vorliegende Aufsatz beschreibt einen Kurzwellen-Empfangskonverter, der den Bereich von 50 kHz bis 30 MHz in Abschnitten von je 2 MHz Breite in das 2-m-Band umsetzt. Damit können die guten Eigenschaften moderner UKW-Geräte wie hohe Trennschärfe, gutes Großsignalverhalten und hohe Stabilität bei zum Teil digitaler Frequenzablesung auch für den großen Bereich von Langwelle über Mittelwelle bis Kurzwelle nutzbar gemacht werden. Die Empfangsqualität hängt vom UKW-Gerät und vor allem von der verwendeten Kurzwellen-Antenne ab.
1. Zum Konzept
Um den mechanischen Aufwand auf ein Minimum zu beschränken, wurde auf abgestimmte Vorkreise verzichtet; damit entfallen sämtliche Probleme bezüglich der Bereichsumschaltung. Wie der in Bild 1 dargestellte Blockschaltplan zeigt, gelangt das von der Antenne kommende Empfangssignal über einen Tiefpaß (Grenzfrequenz 32 MHz) direkt an die Mischstufe, die mit einem Ringmodulator bestückt ist. Der danach folgende Bandpaß gibt das umgesetzte Signal an den 2-m-Nachsetzer weiter, gleichzeitig sorgt er dafür, daß der Mischer mit seiner Nennimpedanz belastet wird. Dies ist für optimales Großsignalverhalten wichtig.(1),(5)
Bild 1: Blockschaltplan des Kurzwellen-Empfangsumsetzers für 2-m-Geräte
Die Grenzempfindlichkeit des Empfangssystems wird somit bestimmt von der Rauschzahl des Nachsetzers (im allgemeinen rund 3 dB) und vom Mischverlust des Ringmodulators einschließlich der Anpaßverluste (zusammen etwa 8 dB). So ergibt sich eine Gesamt-Rauschzahl von ungefähr 11 dB. Dieser Wert ist für den Kurzwellenbereich völlig ausreichend, denn meist sind ohnehin das Antennenrauschen, sowie Störungen durch die Atmosphäre und vor allem durch alle möglichen elektrischen Geräte die dominierenden Faktoren (2). Um höchstmögliche Empfindlichkeit (bei verminderter Großsignalfestigkeit) zu erreichen, kann bei Bedarf ein abstimmbarer Vorverstärker für den oberen Frequenzbereich (20 bis 30 MHz) vorgeschaltet werden.
Der Oszillator des Konverters muß den Bereich von 144 bis 116 MHz in Schritten von 2 MHz überstreichen. Würde man ihn konventionell aufbauen, so wären 15 Quarze erforderlich. Mit Hilfe der hier angewandten PLL-Technik(3),(4), kommt man jedoch mit einem einzigen Schwingquarz aus. Der Hauptoszillator (VCO) schwingt direkt mit der für den Mischer benötigten Frequenz, sein Signal wird durch 4 geteilt und anschließend einem einstellbaren Frequenzteiler zugeführt, der nochmals um den Faktor N untersetzt. Hiermit wird die Bereichswahl durchgeführt. Das Ausgangssignal des N-Teilers gelangt zum Phasendetektor, wo es mit einer Frequenz von genau 500 kHz (Quarzfrequenz von 5 MHz geteilt durch 10) verglichen wird. Die Ausgangsgleichspannung des Phasenkomparators stimmt den VCO über dessen Kapazitätsdiode auf die exakt richtige (durch N wählbare) Frequenz ab.
2. Schaltungsbeschreibung
2.1. HF-Teil
Das ausführliche Schaltbild des HF-Teils zeigt Bild 2. Parallel zur Antennenbuchse (Pt 301) liegt eine Reihenschaltung zweier HF-Drosseln, die das Gerät vor statischen Aufladungen (Gewitter) schützen. Es folgt ein vierstufiger Tiefpaß in Pi-Schaltung mit den Spulen L 301 bis L 304; er hat eine Grenzfrequenz von 32 MHz. Um gute Siebwirkung bis ins UHF-Gebiet sicherzustellen, sind die Quer-Kapazitäten auf jeweils zwei Kondensatoren (100 pF) verteilt. So wird der störende Einfluß der Zuleitungsinduktivitäten klein gehalten. Für diese Kondensatoren sind unbedingt keramische Scheiben vorzusehen, die möglichst kurzdrähtig eingelötet werden sollen. Bild 3 zeigt die gemessene Dämpfungskurve des Tiefpaßfilters.
Bild 2: Schaltbild des KW-Konverters (HF-Teil DK1OF 030)
Bild 3: Dämpfungsverlauf des Eingangsfilters
Auf das Eingangsfilter folgt ein Anpaßglied, das aus L305, R301 und C301 besteht. Es hat die Aufgabe, den Eingang des Dioden-Ringmischers für die Frequenzen oberhalb des Durchlaßbereiches des Eingangs-Tiefpasses abzuschließen.
Zu erwähnen ist noch, daß das empfangene HF-Signal nicht an den HF-Eingang des Mischers gegeben, sondern in den ZF-Anschluß eingespeist wird, weil nur dieser Eingang bis herab zu sehr tiefen Frequenzen verwendbar ist. Die anderen beiden Anschlüsse haben wegen der eingebauten Überträger eine untere Grenzfrequenz von 5 MHz.
Die erzeugte Summenfrequenz wird vom HF-Anschluß des Ringmischers über einen Bandpaß (L306, C302 sowie R302, L307, C303) dem Ausgang Pt302 zugeführt. Die Bau-teilwerte für die Anpaßglieder wurden nach den in (5) angegebenen Formeln berechnet.
Der VCO mit dem Transistor T301 wird durch die Kapazitätsdiode D302 im Bereich von 116 bis 144 MHz abgestimmt. Im Drainkreis läßt sich ein Teil der HF-Leistung rückwirkungsarm auskoppeln; sie wird über Pt304 dem Rasterteil zugeführt. Die Abstimmspannung - über Pt303 zugeführt - muß ein mehrstufiges Siebglied (L309, L3010, L3011) passieren, welches Reste der Phasenvergleichsfrequenz beseitigt. Über den Spannungsteiler C304 / C305 ist die Trennstufe T302 angekoppelt. Die Verstärkung dieser MOSFET-Stufe läßt sich durch eine über Pt306 zugeführte Regelspannung verändern, dadurch ist eine einfache automatische Pegelregelung für die Oszillatorleistung möglich.
Im Drainkreis der Trennstufe liegt der Transformator Tr 301, dessen Primärseite durch den Trimmer C106 auf Resonanz abgestimmt werden kann. Es folgt die Treiberstufe mit dem Transistor T303, und ein weiterer Transformator (Tr302) für die Ankopplung der OszillatorEndstufe (T304).
Der Endstufentransistor T304 arbeitet im A-Betrieb (Kollektorgleichstrom ca. 100 mA); er kann an den Ringmischer eine Leistung von 10 mW verzerrungsfrei abgeben. Für den notwendigen 50-Ω-Abschluß sorgt das aus R303, L3012 und C307 bestehende Anpaßglied mit einer Grenzfrequenz von über 500 MHz. Die Diode D301 erzeugt eine der Oszillatoramplitude proportionale Gleichspannung, die über Pt308 dem Regelverstärker auf dem Schaltungsteil DK1OF 032 (Bild 7) zugeführt wird.
Die Versorgungsspannung für den Oszillator-Verstärker wird über Pt307 angeschlossen; der VCO erhält seine besonders sorgfältig gesiebte Betriebsspannung über den Anschluß Pt 305.
2.2. Rasterteil
Die Bilder 4 bis 6 zeigen das Schaltbild des Rasterteils. Der Anschlußpunkt Pt311 erhält das von der HF-Baugruppe über Pt304 ausgekoppelte Oszillatorsignal. Zunächst folgt die mit einem MOSFET bestückte Trennstufe T311; sie dient dazu, Rückwirkungen des Digitalteils auf den VCO zu verhindern. Wegen der verhältnismäßig großen erforderlichen Bandbreite des Oszillatorfrequenzbereichs (116 bis 144 MHz) ist die Trennstufe über einen Transformator (Tr311) mit der Verstärkerstufe T312 verbunden; seine Primärseite bildet zusammen mit der Ausgangskapazität des MOSFET einen Resonanzkreis bei etwa 130 MHz. Wegen der Belastung durch den Eingangswiderstand von T312 ist die Güte so gering, daß die erforderliche Bandbreite von fast 30 MHz ohne Schwierigkeiten erreicht wird.
Bild 4: Schaltbild des KW-Konverters (Trennstufe, Vorteiler, Pegelumsetzer)
Der folgende Schaltungsteil mit T313 als Phasenumkehrstufe, I311 (ECL-Teiler durch 4) und den Transistoren T314 und T315 (Pegelanpassung ECL/TTL) wurde bereits ausführlich in (4) beschrieben. An Punkt Y steht nun ein TTL-kompatibles Signal mit einem Viertel der Oszillatorfrequenz zur Verfügung; es gelangt zum einstellbaren Frequenzteiler, dessen Schaltplan in Bild 5 zu sehen ist. Man erkennt einen zweistufigen Dekadenzähler (I314 und I315), der von den Ziffernschaltern über die Eingänge A1 bis A4 und B voreinstellbar ist. Wenn die Zehnerstelle (I315) den Wert 8 und die Einerstelle (I314) den Wert 9 erreicht hat, wird der J-Eingang des Flipflops I312 freigegeben; es kippt beim nächsten Eingangsimpuls in seine Arbeitslage und setzt das Flipflop I 313 zurück, gleichzeitig wird der Dekadenzähler abgeschaltet und wieder mit seinem Anfangswert geladen. Der folgende Taktimpuls schaltet I313 um, so daß der K-Eingang von I312 freigegeben wird. Der nächste Eingangsimpuls schaltet I 312 in seine Ruhelage zurück und dadurch den Zähler wieder ein, so daß ein neuer Zyklus beginnen kann. Die geteilte Oszillatorfrequenz wird am Ausgang von I312 abgenommen und über Punkt Z der Phasenvergleichsstufe zugeführt.
Bild 5: Schaltbild des KW-Konverters (Einstellteiler mit Ziffernschaltern)
Die folgende Tabelle 1 zeigt den Zusammenhang zwischen Kanaleinstellung und Oszillatorbeziehungsweise Empfangsfrequenz des. Konverters.
| Einstellung | B | A4 | A3 | A2 | A1 | Oszillatorfrequenz (MHz) | Empfangsfrequenz bei ZF = 144 - 146 MHz |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 00 | L | L | L | L | L | 144 | 0 - 2 |
| 01 | L | L | L | L | H | 142 | 2 - 4 |
| 02 | L | L | L | H | L | 140 | 4 - 6 |
| 03 | L | L | L | H | H | 138 | 6 - 8 |
| 04 | L | L | H | L | L | 136 | 8 - 10 |
| 05 | L | L | H | L | H | 134 | 10 - 12 |
| 06 | L | L | H | H | L | 132 | 12 - 14 |
| 07 | L | L | H | H | H | 130 | 14 - 16 |
| 08 | L | H | L | L | L | 128 | 16 - 18 |
| 09 | L | H | L | L | H | 126 | 18 - 20 |
| 10 | H | L | L | L | L | 124 | 20 - 22 |
| 11 | H | L | L | L | H | 122 | 22 - 24 |
| 12 | H | L | L | H | L | 120 | 24 - 26 |
| 13 | H | L | L | H | H | 118 | 26 - 28 |
| 14 | H | L | H | L | L | 116 | 28 - 30 |
Bild 6 ist der Schaltplan der restlichen Stufen des Rasterteils. Ein 5-MHz-Quarzoszillator (T316) mit nachfolgender Impulsformerstufe (T317) erzeugt das Referenzsignal, das mit I317 durch 10 geteilt und im Phasendetektor I316 mit der geteilten Oszillatorfrequenz verglichen wird. T318 verstärkt die dem Phasenunterschied der beiden Frequenzen proportionale Gleichspannung, worauf sie über L311 und Pt315 dem VCO als Abstimmspannung (Pt303) zugeführt wird. Als Versorgungsspannungen sind +13,5 V (3 mA) und +5 V (ca. 250 mA) erforderlich.
Bild 6: Schaltbild des KW-Konverters (Referenzoszillator, Phasenvergleich)
2.3. Netzteil
Das Schaltbild des Stromversorgungsteils ist in Bild 7 dargestellt. Der Netztransformator besitzt zwei 12-V-Wicklungen, so daß hier im Handel erhältliche Typen verwendbar sind. Mit Hilfe des Brückengleichrichters G321 werden zwei Gleichspannungen erzeugt; die eine gelangt über Pt 324 zu dem Spannungsregler I322 und wird dort auf +15 V stabilisiert, die andere wird an der Wicklungsmitte des Transformators abgenommen und speist den Regler I323, der für die 5-V-Versorgung der TTL-Bausteine vorgesehen ist. Über ein Siebglied 180 Ohm / 3,3 µF kann die Versorgungsspannung für den VCO und den Gleichspannungsverstärker nach der Phasenvergleichsstufe abgenommen werden (Pt326). Da sie aber gut gesiebt sein muß, sollte für den 3,3 µF-Kondensator kein Elko, sondern ein Typ mit Kunststoff-Dielektrikum verwendet werden.
Bild 7: Schaltbild des Netzteils mit Regelverstärker für den KW-Konverter
Der restliche Teil der Schaltung von Bild 7 ist ein Regelverstärker, der die Oszillatorleistung für den Ringmischer konstant hält. Die von der Diode D01 (Bild 2) erzeugte Gleichspannung - sie ist der Oszillatorwechselspannung am Anschluß 8 des Ringmodulators proportional - gelangt über die Anschlüsse Pt308 und Pt329 an das Gate von T321. Die RC-Kombination 1 MOhm / 15 kOhm / 1 µF sorgt für die Stabilität des Regelkreises. T321 ist als Source-Folger geschaltet und hat die Aufgabe, das Gleichspannungspotential auf etwa +5 V anzuheben, damit der folgende Rechenverstärker I321 richtig angesteuert werden kann. Mit dem Trimmwiderstand R321 läßt sich der Sollwert der Diodenspannung einstellen, auch Streuungen der pinch-off-Spannung von T321 können damit ausgeglichen werden. I321 ist nicht durch Widerstände gegengekoppelt, es wird die volle Leerlaufverstärkung für die Regelschleife ausgenützt. Die Ausgangs-Sättigungsspannung von I321 liegt bei etwa 2 V, sie wird durch die Schwellenspannung der drei Dioden in Serie zum Ausgang kompensiert, so daß an Pt327 0 V erreicht werden können. Anschluß Pt327 wird mit Pt306 verbunden und damit die Gate-Vorspannung des MOSFET T302 so eingeregelt, daß die gleichgerichtete Oszillatorspannung an Pt308 immer ihren optimalen Wert behält.
3. Aufbauhinweise
Für den Aufbau des Konverters sind die Leiterplatten DK1OF 030, 031 und 032 vorgesehen. 030 und 032 sind nur auf einer Seite mit Leiterbahnen versehen, während 031 beidseitig kaschiert und durchkontaktiert ist. Die Bilder 8, 9 und 10 zeigen die Bestückungspläne der Platinen; Bild 11 und Bild 12 sind Fotos des Musteraufbaus. HF-Teil und Rastereinheit erhalten umlaufende, ca. 30 mm hohe Abschirmungen aus 0,5 mm dickem Messing- ode' Weißblech, in welche die Durchführungskondensatoren und Koaxialbuchsen (für Pt301 unc Pt302) eingelötet sind. Der lichte Abstand zwischen Platinenunterseite und Unterkante de: Abschirmblechs soll etwa 5 mm betragen.
Bild 8: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK1OF 030
Bild 9: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK1OF 031
Bild 10: Bestückungsplan und Leiterbahnen der Platine DK1OF 032
Bild 11: Musteraufbau des KW-Konverters (HF-Teil DK1OF 030)
Bild 12: Musteraufbau des KW-Konverters (Rasterteil DK1OF 031)
Im Gehäuse ordnet man zweckmäßig die HF-Baugruppe (030) auf der einen und das Rasterteil (031) auf der anderen Seite des Blechchassis an und zwar so, daß Pt 304 und Pt 311 ungefähr übereinander zu liegen kommen. Die Verbindungsleitung zwischen diesen beider Punkten kann entweder ein dünnes Koaxialkabel sein (etwa 5 cm lang) oder ein isoliertes Schaltdraht, der dann allerdings innerhalb der Abschirmungen liegen muß. In diesem Fal sollte parallel zu Pt311 ein Kondensator von ca. 5 pF geschaltet werden.
3.1. Spezielle Bauteile
| M300 | Schottky-Dioden-Ringmischer IE-500 (Vertrieb: Industrial Electronics, Frankfurt) |
| T301 | BF245A (TI) oder W 245 A (Siliconix) |
| T302 | 40841 oder 40673 (RCA) |
| T303 | 2N5179 (RCA), auch BF224 (TI) verwendbar |
| T304 | 2N3866 (verschiedene Hersteller), mit Kühlstem |
| D301 | AA116 oder ähnliche Ge-Diode |
| D302 | BB104G (grüne Kennfarbe), verschiedene Hersteller |
| Tr301,Tr302 | primär 3 Wdg., sekundär 1 Wdg. 0,4 mm CuL auf Siferrit-Schalenkern 9 ø × 7 oder 11 ø × 7, Material K12, AL = 16; (B65539-L0016-A012); ohne Montageteile auf die Platine geklebt; Spulenkörper mit 2 Kammern oder für die Sekundärwicklung isolierten Schaltdraht verwenden. |
| L309, L3010, L3011 | ZF-Kreise 455 kHz, Kondensator entfernt, gelbe Kennfarbe |
| L301 - L304 | 15 Wdg. 1 mm CuAg, freitragend, 6 mm Innen-ø |
| L305 | 6 Wdg., sonst wie L301 |
| L306, L307 | 3 Wdg., sonst wie L301 |
| L308 | 4 Wdg. 1 mm CuAg, Steigung 2 mm, Anzapf 0,75 Wdg. vom erdseitigen Ende; Trolitulkörper 6 mm ø mit UKW-Kern (braun) |
| L3012 | 1,5 Wdg., sonst wie L301 |
| L3013 | ca. 1 mH, 100 Wdg. 0,15 mm CuL auf Siferrit-Schalenkern 14 ø x 8 mm, Material M25, AL = 100 (B65541-K0100-A025) - oder 79 Wdg. für Material N22, AL = 160 (B65541-K0160-A022) |
| L3014,L3015 | Ferritdrossel 22 µH, Rastermaß 10 mm |
| C306, C308 | Folientrimmer oder keramische Scheibentrimmer 10 mm 0,3 bis 12 pF Durchführungskondensatoren: ca. 2,2 nF / 30 V, lötbar |
Alle übrigen Kondensatoren: keramische Scheiben. Für die Widerstände steht ein Rastermaß von mindestens 10 mm zur Verfügung.
| T311 | 40841 oder 40673 (RCA) |
| T312, T313 | 2N5179 (RCA) |
| T314 | BF272 oder BSX 29 (SGS) |
| T315 | 2N709 (verschiedene Hersteller) |
| T316, T317 | 2N914 oder andere Si-NPN-Schalttransistoren |
| T318 | BC413, BC109 (Siemens) oder ähnliche Si-NPN-Transistoren |
| I311 | SP8601BT (früher SP 601 B) Plessey |
| 1312, I313 | SN74H102 (TI) |
| I314, I315 | SN74196N (TI) oder FLJ... (Siemens) |
| I317 | SN7490N (TI) oder FLJ 161 (Siemens) |
| I316 | MC4044P (Motorola) |
| Alle IS außer I311 mit 14 poligen Steckfassungen. | |
| Q | Quarz 5 MHz ± 2 × 10-5, Parallelresonanz, Last ca. 30 pF, Halter HC-6/U |
| L311 | wie L309 |
| Tr311 | wie Tr301, außer primär 4 Wdg. |
| C311 | Folientrimmer oder keramischer Scheibentrimmer 10 mm ø, 10 bis 60 pF |
Durchführungskondensatoren: ca. 2,2 nF / 30 V, lötbar. Alle Abblock- und Koppel-Kondensatoren: keramische Scheiben Für die Widerstände steht ein Rastermaß von 10 mm zur Verfügung.
| T321 | BF245C (TI) oder W245 C (Siliconix) |
| I321 | TBA221B (Siemens) oder 741CM (verschiedene Hersteller) |
| I322 | LM340K-15 (NS) oder SG8715C (Silicon General) |
| I323 | LM309K (NS), auch andere Hersteller |
| G321 | Si-Brückengleichrichter B40-C2200 oder B80-C2200 |
4. Inbetriebnahme und Abgleich
Es ist zweckmäßig, zunächst das Netzteil allein zu überprüfen und es erst dann mit den restlichen Baugruppen zusammenzuschalten.
Zunächst wird das HF-Teil in Betrieb genommen. Pt306 verbindet man provisorisch über einen Widerstand von 150 kOhm mit Pt307, dort wird die Versorgungsspannung (+15V) angeschlossen. Pt305 erhält die gesiebte Betriebsspannung von Pt326. An Pt303 legt man eine einstellbare Gleichspannung (0 bis ca. +13 V), die man von einem Drehwiderstand (ca. 10 kOhm) zwischen Pt305 und Masse abnehmen kann. Steht ein Frequenzzähler zur Verfügung, so wird er an Pt304 angeschlossen. Mit dem Potentiometer an Pt303 wird eine Spannung von 12V eingestellt und die VCO-Frequenz mit dem Schraubkern von L308 auf etwa 144 MHz getrimmt. Die niedrigste VCO-Frequenz (116 MHz) sollte bei einer Abstimmspannung von etwa 3 V erreicht werden; Werte zwischen 2,5 und 4 V sind tolerierbar. Bild 13 zeigt die am Mustergerät aufgenommene Abstimmkurve.
Bild 13: Schwingfrequenz des VCO als Funktion der Abstimmspannung
Nun wird der Oszillatorverstärker abgeglichen. Zweckmäßig überprüft man zunächst die Gleichstrom-Arbeitspunkte der Transistoren T302, T303 und T304, und zwar bei abgeschaltetem VCO (Pt 305 abklemmen). Am Source-Widerstand von T302 sollten ca. 1,5 bis 2,5 V abfallen, die Emitterspannungswerte von T303 und T304 sind in Bild 2 eingetragen. Nun wird der VCO wieder in Betrieb gesetzt und die Abstimmspannung (Pt303) auf 12 V eingestellt, so daß die Oszillatorfrequenz etwa 144 MHz beträgt. Zwischen Pt308 und Masse schaltet man ein hochohmiges Voltmeter (Bereich ca. 3 V, Ri ≥ 100 kΩ) und trimmt C306 und C308 auf maximale Anzeige. Es sollten etwa 0,9 bis 1,4 V erreicht werden. Notfalls kann man den Spannungsteiler C304 / C305 etwas ändern. Auch am unteren Bereichsende (fo = 116 MHz) sollte die angezeigte Spannung noch im oben angegebenen Bereich liegen.
Nun wird das Digitalteil in Betrieb genommen. Pt311 verbindet man mit Pt304, sowie Pt312 bis Pt314 mit den entsprechenden Anschlüssen des Netzteils. Nach dem Einschalten wird zunächst der Quarzoszillator (Zähler an Kollektor von T317) und der folgende Teiler durch 10 kontrolliert (Zähler oder Oszilloskop an Stift 11 von I317). Die Kerne der Spulen L311, L309 und L3011 werden bis zum Anschlag eingedreht, anschließend stellt man die Verbindung Pt315 - Pt303 her und legt ein Voltmeter (Bereich ≥ 15 V) zwischen Pt315 und Masse. Der Phasenregelkreis muß nun einrasten; wenn man die Einstellung der Ziffernschalter verändert, muß auch die abgelesene Spannung entsprechend Bild 13 variieren.
Zuletzt wird der Regelverstärker justiert. Man entfernt den provisorisch angelöteten Widerstand von Pt306 und verbindet diesen Punkt mit Pt327; Pt308 wird mit Pt329 verbunden. Das Voltmeter liegt zwischen Pt308 und Masse. Mit R321 wird nun ein Spannungswert von 0,7V eingestellt; dieser Wert muß über den gesamten Abstimmbereich (Kanal 00 bis Kanal 14) konstant bleiben.
Nun wird der 2-m-Nachsetzer mit Pt302 verbunden, Pt301 schließt man mit 50 Ohm ab. Kanal 00 wird eingestellt und der Nachsetzer auf 144 MHz abgestimmt, und zwar in der Betriebsart SSB oder CW. Es muß sich ein sauberer Überlagerungston einstellen lassen. Verfügt der 2-m-Empfänger über eine entsprechende Eich- und Ablesegenauigkeit (z.B. Digitalanzeige), dann kann der Quarzoszillator durch C311 auf Schwebungsnull gezogen werden.
Der Nachsetzer wird nun auf 144,5 MHz abgestimmt; die dort zu beobachtende Pfeifstelle kann mit dem Kern von L3010 auf Minimum abgeglichen werden. Beim Mustergerät ließ sie sich leicht auf etwa 10 dB über Rauschpegel absenken. Natürlich funktioniert dies nur, wenn die Oberwellen des 500-kHz-Signals (Phasenvergleichsstufe!) nicht irgendwie einen anderen' Weg in den 2-m-Empfänger finden. Ein gut geschirmter, "HF-dichter" Aufbau des Geräts ist also anzustreben.
5. Weitere Hinweise
Vergleiche zwischen verschiedenen Kurzwellenempfängern lassen sich besonders anschaulich während der Abendstunden im 40-m-Band anstellen. Obwohl der beschriebene Konverter keinerlei Vorselektion besitzt, schnitt er hörbar besser ab als ein röhrenbestückter Doppelsuper mit 3 abgestimmten Vorkreisen; als Nachsetzer wurde die in (6) und (7) teilweise beschriebene 2-m-Station des Verfassers benutzt, als Antenne eine W 3 DZZ. Versuche mit einem "Semco-Terzo" verliefen ebenfalls positiv; ein 10-dB-Abschwächer zwischen Konverter und Nachsetzer brachte hier noch eine spürbare Verbesserung des Signal/StörAbstandes bei den oben genannten Bedingungen.
Da es sich um eine passive Mischerschaltung handelt, kann der Signalweg bei dem beschriebenen Gerät umgedreht werden, das heißt ein bei Pt 302 eingespeistes 2-m-Signal wird in den Kurzwellenbereich umgesetzt. Die Steuerleistung darf allerdings nicht höher als 1 mW sein, damit der Ringmodulator in seinem linearen Bereich bleibt. An Pt 301 steht dann eine Leistung von ca. 0,2 mW zur Verfügung; zur Weiterverstärkung genügt ein Breitbandverstärker ohne Selektion, weil die Spiegelfrequenz durch den Eingangstiefpaß restlos unterdrückt wird. An einer Baubeschreibung für einen solchen Sendeverstärker ist der Verlag dieser Zeitschrift sehr interessiert.
Wenn ein Nachsetzer für das 10-m-Band (28 bis 30 MHz) zur Verfügung steht, kann das beschriebene Gerät auch als VHF-Empfangskonverter verwendet werden, und zwar für die Frequenzbereiche von 86 bis 116 MHz und von 144 bis 174 MHz. Die folgende Tabelle 2 zeigt den Zusammenhang zwischen Kanaleinstellung und Empfangsfrequenzen.
| Einstellung | fo (MHz) | fo - ZF (MHz) | fo + ZF (MHz) |
|---|---|---|---|
| 00 | 144 | 116 - 114 | 172 - 174 |
| 01 | 142 | 114 - 112 | 170 - 172 |
| 02 | 140 | 112 - 110 | 168 - 170 |
| 03 | 138 | 110 - 108 | 166 - 168 |
| 04 | 136 | 108 - 106 | 164 - 166 |
| 05 | 134 | 106 - 104 | 162 - 164 |
| 06 | 132 | 104 - 102 | 160 - 162 |
| 07 | 130 | 102 - 100 | 158 - 160 |
| 08 | 128 | 100 - 98 | 156 - 158 |
| 09 | 126 | 98 - 96 | 154 - 156 |
| 10 | 124 | 96 - 94 | 152 - 154 |
| 11 | 122 | 94 - 92 | 150 - 152 |
| 12 | 120 | 92 - 90 | 148 - 150 |
| 13 | 118 | 90 - 88 | 146 - 148 |
| 14 | 116 | 88 - 86 | 144 - 146 |
Um Spiegelfrequenzempfang zu vermeiden, verwendet man zweckmäßigerweise einen abstimmbaren VHF-Vorverstärker, der auch zur Verbesserung der Empfindlichkeit wünschenswert ist.
Der Verfasser hat das Großsignalverhalten des Konverters bei Abwärtsmischung von 145 MHz auf 29 MHz getestet. Ohne HF-Vorverstärker kann im Abstand von 600 kHz mit 400 W Ausgangsleistung über eine zweite Antenne gesendet und die eigene Sendung über eine Relaisstelle mitgehört werden. Die Entkopplung beider Antennen beträgt ca. 60 dB, die FM-Relaisstelle erzeugt ein Empfangssignal von etwa 30 dB über dem Rauschen.
Selbstverständlich kann der beschriebene Konverter auch als Sende-Umsetzer Kurzwelle/ 2-m-Band dienen; auch hier soll die maximale Steuerleistung bei AM oder SSB den Wert von 1 mW PEP nicht überschreiten. Die Mischdämpfung liegt hier ebenfalls bei 7 bis 8 dB.
Die folgende Tabelle 3 soll die verschiedenen Betriebsmöglichkeiten des Geräts noch einmal anschaulich darstellen.
| Empfangs-Umsetzer | Sende-Umsetzer | |
|---|---|---|
| Eingangsfrequenz | 50 kHz - 30 MHz | 144 - 146 MHz |
| Ausgangsfrequenz | 144 - 146 MHz | 50 kHz - 30 MHz |
| Eingangsfrequenz | 86 - 116 MHz | - |
| Ausgangsfrequenz | 28 - 30 MHz | - |
| Eingangsfrequenz | 144 - 174 MHz | 28 - 30 MHz |
| Ausgangsfrequenz | 28 - 30 MHz | 144 - 174 MHz |
6. Literatur
- Martin, M.: Empfängereingangsteil mit großem Dynamikbereich und sehr geringen Intermodulationsverzerrungen, CQ-DL 1975, Heft 6, Seite 326 - 336
- Lentz, R.: Rauschen in Empfangsanlagen, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 3, Seite 164 - 180
- Kestler, J.: FM-Sende-Empfänger mit 80-Kanal-Synthesizer, UKW-Berichte 12 (1972) Heft 4, Seite 194 - 208
- Kestler, J.: FM-Rundfunkempfänger mit Rasteroszillator, UKW-Berichte 14 (1974) Heft 4, Seite 230 - 241, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 1, Seite 2 - 17, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 2, Seite 88 - 90
- Kestler, J.: Anpaß-Schaltungen für Dioden-Ringmischer, UKW-Berichte 15 (1975) Heft 4, Seite 218 - 223
- Kestler, J.: Analyse-Oszillator für das 2-m-Band, UKW-Berichte 13 (1973) Heft 4, Seite 218 - 227
- Kestler, J.: Empfangskonverter 145 MHz / 9 MHz mit Schottky-Dioden-Ringmischer, UKW-Berichte 14 (1974) Heft 2, Seite 80 - 91
DK1OF, Joachim Kestler.