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Problemlösungen beim Bau von Senderverstärkern für KW-Bereiche 4

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Drossel zur Unterdrückung parasitärer Selbsterregung im UKW-Bereich

Auch die einwandfreie Neutralisation eines mit einer Tetrode bestückten KWSenderverstärkers schließt Selbsterregung auf einer Frequenz im UKW-Bereich nicht aus. Als frequenzbestimmende Einzelteile wirken dann die Verdrahtung an Anode und Steuergitter, einschließlich der in diese Verdrahtung eingefügten Kondensatoren; gleichzeitig kann das Schirmgitter als Induktivität mitwirken.

Zur Unterdrückung derartiger, zu Recht parasitär genannter UKW-Schwingungen, ist die Einfügung einer Einheit aus Induktivität und einem parallelgeschalteten ohm-schen Widerstand, Dr_p und R_p (Abb. 4 und 9), üblich und im vorhinein erforderlich.

Da sich die Dr_p-R_p-Einheit im HF-Wechselstromweg befindet, ist ihre Impedanz Z = R + jX wirksam und dies am stärksten im 10-m-Band, weil dort der Blindwiderstand X_L von Dr_p am größten ist, verglichen mit dem in den anderen, frequenzniedrigeren KW-Bändern. Diese Wirkung ist ungünstig. Es gilt, die Impedanz der Dr_p-R_p-Einheit so klein zu machen, daß ihr Einfluß auf die Ausgangsleistung eines Senderverstärkers auch im 10-m-Band vernachlässigbar klein ist, zugleich aber der Einfluß keine Einbuße im UKW-Bereich erleidet.

Bewährt haben sich Induktivitäten um 0,05 µH und Metallfilm- oder Metalloxidfilm-Schichtwiderstände von 24 Ω bis 51 Ω. Kohleschichtwiderstände sind nicht zu empfehlen, da sie nur geringfügig übertastbar sind. 4-W-Ausführungen des Widerstandes R_p sind sehr gut geeignet. Sie haben, bei Langen um 20 mm, Durchmesser um 9 mm und eignen sich vortrefflich als Wicklungsträger für Dr_p.

Eine 1,5 cm lange HF-Drossel mit 1 cm Durchmesser und drei Windungen hat die Induktivität

Auf der Eckfrequenz 29,7 MHz hat sie den Blindwiderstand

und in Verbindung mit einem 51-f2-Widerstand ergibt sich die Impedanz

Wird ein 24-Ω-Widerstand verwendet, ergibt sich die Impedanz Z ≈ 8,7 Ω; sie ist dann also nur rund 5 % kleiner als bei Verwendung eines rund zweimal größeren 51-Ω-Widerstandes.

Ein Teil des HF-Wechselstroms im Anodenkreis fließt bei einem in Kathodenbasisschaltung betriebenen Senderverstärker durch die Ausgangskapazität C₂ der Röhre. Es läßt sich zeigen, daß z. B. bei einer QB 3,5/750 mit C₂ = 4,5 pF und U_an = 2500 V die an einem 51-Ω-Widerstand R2 auf 29,7 MHz verbleibende HF-Leistung P = 3,2 W ist.

Zwar verhindert eine 0,05-µH-Induktivitat Parasitärschwingungen, trotzdem aber ist es zur Erhöhung ihrer Wirksamkeit empfehlenswert, die Drossel Dru nicht aus hoch leitfähigem Kupferdraht, sondern aus Draht vergleichsweise geringer Leitfähigkeit, z. B. aus Chromnickeldraht zu fertigen, dessen ohmscher Widerstand pro Längeneinheit rund 60mal höher als der von Kupferdraht gleichen Durchmessers ist. Andere Widerstandsmetallegierungen erreichen bis zu 80mal höhere Widerstände.

An die Stelle eines einzigen Widerstandes R2 hinreichender Belastbarkeit aus dem Standardwertebereich 24...51 Ω kann selbstverständlich eine Einheit mehrerer, parallelgeschalteter Widerstände gleichen Gesamtwiderstands treten. Die Drossel Drp wird dann neben der Widerständeeinheit angebracht.

Die Parasitärschwingungen unterdrückende Drp-R2-Einheit wird in die aus Kupferband oder -geflecht bestehende Leitung vom Anodenschwingkreis mit dem Koppelkondensator C_k (Abb. 4) zur Anodenklemme der Röhre eingefügt. Hier darf eine Weichlötung nur dann benutzt werden, wenn die Röhre zur Kühlung angeblasen wird. Sonst ist unbedingt eine Verschraubung vorzusehen.

Der Koppelkondensator zwischen Anode und Anodenschwingkreis

Der Blindwiderstand X_c von C_k (Abb. 10) muß bei der niedrigsten vom Senderverstärker übertragenen Frequenz hinreichend klein sein. Auf der Eckfrequenz 3,5 MHz hat ein 1000-pF-Kondensator rund 46 Ω Blindwiderstand, ein 5000-pF-Kondensator nur noch rund ein Fünftel, rund 9 Ω. Es führt praktisch nicht im geringsten zu merklicher Verschlechterung der Arbeitsbedingungen eines Senderverstärkers auf dem 80-m-Band, wenn C_k mit 1000 pF gewählt wird. Günstiger ist es allemal, einen größeren Koppelkondensator zu verwenden.

C_k muß hinreichend spannungsfest sein, damit es nicht zum Kurzschluß von U_au gegen Masse kommen kann. In jedem Fall muß es sich um einen keramischen HF-Leistungskondensator bzw. um eine Kombination aus mehreren Kondensatoren dieses Typs handeln. Am bekanntesten und billigsten sind die amerikanischen "doorknob"-Kondensatoren ("Türknopf"-Kondensatoren); beim Verfasser hat sich über viele Jahre der Typ "CRL 858", 1000 pF, für û = 5 kV (Spitzenwert der Betriebsspannung), bewährt (Abb. 10). Er hat nur 20 mm Durchmesser und ist - ohne Whitworthgewinde-Sacklochanschlüsse gemessen - nur 16 mm lang. Kondensatoren dieser Gestalt aus deutscher Fertigung werden "Tonnenkondensatoren" genannt, bislang aber konnte der Verfasser keinen Typ ausfindig machen, dessen Kapazität 100 pF übersteigt. "Doorknob"-Kondensatoren gibt es für Betriebsspannungen bis zu û = 15 kV. Diese sind allerdings erheblich größer als der erwähnte 1000-pF-Typ. Um mit ihm zu größeren Kapazitäten zu gelangen, montiert man vier oder mehr von ihm in dichter Packung zwischen zwei quadratischen oder rechteckigen 1-mmCu-Blech-Platten; eine 30 x 30 mm große genügt für vier Kondensatoren.

HF-Restspannungen, die am anodenfernen Ende der Drossel Dr_p auftreten, werden mit einem Siebkondensator C_m nach Masse abgeleitet (Abb. 9 und 10). Dieser Kondensator muß von gleicher Qualität sein wie C_k.

Der Anodenschwingkreis - Formeln zur Berechnung

Als Anodenschwingkreis für Senderverstärker hat sich der als "π-Filter" (Pi-Filter) oder auch als "Collins-Filter" bezeichnete Tiefpaß (Abb. 14a) durchgesetzt.

Abb. 14: (a) Prinzipschaltung des π-Filters (Collins-Filters). R₁: Arbeitswiderstand R_A der Senderöhre; R₂: Wellenwiderstand Z_L des koaxialen Kabels, das zur Antenne führt; L, C₁ und C₂: Schwingkreis, mit C₁ und C₂ in Serienschaltung. (b) Praktische Ausführung eines für mehrere Frequenzbereiche umschaltbaren π-Filters. S: Drehschalter (Stufenschalter) mit keramischem Kontakteebenering (engl. stator). Einzige Aufgabe der Drossel Dr₂: Kurzschließen der Anodenspannung U_an, falls der Koppelkondensator C_k durchschlägt; so wird sicher vermieden, daß die Antenne Hochspannung führt.

Mit Hilfe zweier regelbarer Kapazitäten, C₁ und C₂, und einer Induktivität L wird ein π-Filter eingangsseitig an die Senderöhre (durch R₁ symbolisiert) und ausgangsseitig an den Wellenwiderstand der Antennenspeiseleitung (durch R₂ symbolisiert) angepaßt.

Mit Hilfe von nur drei Formeln sind die π-Filter-Einzelteile berechenbar. Es ist

Die Berechnung der drei Blindwiderstände X_c1, X_c2 und X_L führt nur dann zu brauchbaren Ergebnissen, wenn die folgenden zwei Ungleichungen erfüllt sind:

C₁ und C₂ werden mit Hilfe der Formel

berechnet und L mit Hilfe der Formel

Erläuterungen zu den Formelzeichen

R1 ist der Abschlußwiderstand des π-Filters auf der Eingangsseite. R₁ entspricht dem Arbeitswiderstand R_A der Senderöhre, dividiert durch 1,6 bzw. multipliziert mit 0,625, wenn es sich um einen "Klasse-B"-, dividiert durch 2 bzw. multipliziert mit 0,5, wenn es sich um einen "Klasse-C"-Senderverstärker handelt.

Man erhält die Formeln

Die Faktoren 1,6 und 2 sind gerundete Werte. Deshalb wird in den soeben zitier ten Formeln das "ungefähr gleich"-Zeichen ≈ verwendet.

R_A entspricht nicht dem Innenwiderstand einer Senderöhre; dieser ist

Es ist

und daher also auch

Q ist der sogenannte Gütefaktor. Für Anodenschwingkreise werden Gütefaktoren von Q = 10 bis Q = 20 verwendet. Je größer Q, desto größer ist die Abstimmschärfe eines Schwingkreises.

R₂ ist der Belastungswiderstand auf der Ausgangsseite des π-Filters. Er entspricht dem Wellenwiderstand Z_L der Antennenspeiseleitung. Fast immer ist daher R2 50 Ω.

Vorausberechenbare Kenndaten, die entscheidenden Einfluß auf die Möglichkeit der Verwirklichung eines Anodenschwingkreises für einen Allband-KW-Senderverstärker haben

Unter "Allband"-KW-Senderverstärker wird hier ein solcher verstanden, der die KW-Amateurbänder erfaßt, in denen die Bundespost die Spitzenleistung" P_max = 750 W HF-Ausgangsleistung zuläßt. Es handelt sich also um die KW-Bänder bei 80, 40, 20, 17, 15, 12 und 10 m Wellenlänge. Die Eckfrequenzen dieser KW-Bereichsteile sind f_min = 3,5 MHz und f_max = 29,7 MHz.

Das π-Filter eines Allband-KW-Senderverstärkers muß also diese Eckfrequenzen erfassen. Für f_min = 3,5 MHz ist eine vergleichsweise große, für f_max 29,7 MHz eine vergleichsweise kleine Schwingkreiskapazität erforderlich.

Wie groß darf C₁ bzw. wie klein muß C₁ sein, damit ein π-Filter auf die Eckfrequenz 29,7 MHz abgestimmt werden kann?

Diese - wie sich zeigen wird, folgenreiche - Frage ist in der Amateurfunkliteratur nicht ins einzelne gehend aufgegriffen worden, vor allem wohl darum, weil experimentierende Funkamateure - nomen est omen - dazu neigen, allein durch Probieren ein Ziel zu erreichen, ohne zuvor rechnerisch zu erkunden, ob - und wenn ja, wie - Idee, Theorie und Praxis in Übereinstimmung zu bringen sind.

Der Drehkondensator C₁ (Abb. 15) hat eine konstruktiv festgelegte Anfangskapazität C_min. Parallel zu C_min liegen die Ausgangskapazität C₂, ro der Senderöhre und die Kapazität Csch der Leitungsführung bzw. "Verdrahtung" zwischen Anode und π-Filtereingang sowie Chassis.

Abb. 15: Schaltplan des π-Filters, das im Text ins einzelne gehend beschrieben wird und das für das 80-m-, 40-m-, 20-m-, 15-m-und 10-m-Band umschaltbar ist. S: Drehschalter (Stufenschalter) mit drei Kontakteebeneringen.

Es wäre ungeschickt, die Summe nur dieser drei Kapazitäten - C_min, C_{2, rö} und C_sch - als C₁ in die Berechnung eines π-Filters einfließen zu lassen, weil dieses C₁ in einer Endstellung eines Drehkondensators vorliegt. Man hätte also nicht die Möglichkeit, mit C₁ den Resonanzpunkt für 29,7 MHz sowohl von der höheren - als auch von der niedrigerfrequenten Flanke her zu erreichen. Um das sicherzustellen, sorgt man dafür, daß die Resonanz einige Winkelgrad vor C_min eintritt, sagen wir 5° vor C_min. Die Kapazität eines Drehkondensators 5° oberhalb seiner Anfangskapazität ist

mit C_max für die Endkapazität eines Drehkondensators, wenn es sich um einen sogenannten Halbkreisplatten-Drehkondensator handelt: dieser Typ ist "kapazitätsgerade"; Sender-Drehkondensatoren der herkömmlichen Bauart sind "kapazitätsgerade" Ausführungen.

Die für den π-Filtereingang anzusetzende Anfangskapazität C_{1, min} ist also die Summe von vier Teilkapazitäten:

und mit ihr muß die Eckfrequenz 29,7 MHz abstimmbar sein.

Für die weitergehenden Überlegungen ist es erforderlich, die Beträge der Teilkapazitäten von C1, min zu bestimmen.

1. C_{2, rö}. Die Ausgangskapazitäten der Tetroden, die für unsere Zwecke in Frage kommen, liegen zwischen rund 4 pF und rund 6 pF.

Es sei

2. C_sch. Die Kapazität der Leitungsführung sei die, die zwei 8,5 cm lange, 1 cm breite Kupferbänder (für C_n- und C_k -Anodeverbindung) gegenüber dem Chassis haben, wenn sie zu ihm im Abstand von 10 cm verlaufen. Es ist C_sch ≈ 2,5 pF.

3. C_min. Die räumlichen Abmessungen eines Drehkondensators nehmen mit seiner Endkapazität C_max und mit der für ihn zulässigen Betriebsspannung U_b zu, da mit letzterer der Plattenabstand erhöht werden muß. Mit diesen bestimmenden Größen wächst gleichzeitig die Anfangskapazität C_min.

Bei Parallelspeisung eines Anodenschwingkreises muß C₁ für die Betriebsspannung U_b 1,5 × U_an ausgelegt sein; bei z.B. U_an = 1500V also für rund 2300 V, bei z. B. U_an = 2500 V für rund 3800 V.

Für die von ihnen gefertigten Sender-Drehkondensatoren geben die Hersteller Prüfspannungen U_prüf an. Das sind Spannungen, bei denen es noch nicht zu kurzschließenden Funkenentladungen zwischen Rotor- und Statorplatten kommt. Diese 2-, 3-, 4-, 6-... kV-Typenklassen sind zugleich als Betriebsspannungen U_b zu betrachten.

In Tabelle 6 sind Anfangs- und Endkapazitäten typischer Sender-Drehkondensatoren herkömmlicher Bauart für verschiedene Prüfspannungen U_prüf zusammengestellt.

Tabelle 6 - Sender-Drehkondensatoren

Ub = Upruf	Cmax	Cmin
3 kV	300 pF	14 pF
3 kV	450 pF	20 pF
4 kV	150 pF	12 pF
4 kV	250 pF	20 pF
4 kV	350 pF	25 pF
4 kV	500 pF	33 pF
6 kV	75 pF	14 pF
6 kV	100 pF	18 pF
6 kV	150 pF	26 pF
Nach Unterlagen der Firma Jackson

Im folgenden wird ein typischer 250-pF-Sender-Drehkondensator für U_b = 4000 V und mit C_min 20 pF als Beispiel in weiteren Berechnungen verwendet werden.

4. C'_min. Im vorausgegangenen wurde bereits die Formel für die Berechnung von C'_min erwähnt. Mit ihr erhält man für einen 250-pF-Drehkondensator:

Wird ein herkömmlicher 250-pF-Sender-Drehkondensator für C₁ verwendet, so hat man es mit der Anfangskapazität C_{1, min} = 20 pF + 7 pF + 5 pF + 2,5 pF - 35 pF zu tun.

Eine erhebliche und wünschenswerte Verkleinerung von C'_min ist möglich, wenn anstatt eines herkömmlichen Sender-Drehkondensators ein sogenannter Vakuum-Sender-Drehkondensator verwendet wird, der diese Bezeichnung trägt, weil er sich in einem evakuierten Glasoder Keramikbehälter befindet. Koaxial angeordnete, dünnwandige Hohlzylinder bilden Stator und "Rotor". Letzterer wird mit Hilfe eines kräftigen Gewindestifts koaxial in den Stator getaucht bzw. aus ihm herausbewegt.

Zwischen der Zahl der Umdrehungen und der durch sie bewirkten Kapazitätsänderung besteht ein nichtlinearer, also nicht ein kapazitätsgerader Zusammenhang, der in der Nähe von Cmin hohe Spreizung hat: dort ist der Feintrieb am wirksamsten, die Zahl der Gewindestiftumdrehungen am größten, um eine bestimmte Kapazitätsänderung herbeizuführen. Das macht ein C'_min = 5 pF mit hinreichendem Spielraum treffsicher einstellbar.

Wird ein 250-pF-Vakuum-Sender-Drehkondensator für C₁ verwendet, hat man es mit der wirksamen Anfangskapazität C_{1, min} = 5 pF + 5 pF + 5 pF + 2,5 pF 18 pF zu tun.

C_{1, min}, X_c1 und 29,7 MHz - wechselseitige Abhängigkeiten

Wir wenden uns jetzt wieder der ersten Formel in der Reihe der drei zu, die man zur Tr-Filter-Berechnung benötigt. Es ist

Die folgenden Schlüsse lassen sich aus diesem Formelpaar ziehen:

1. Bei festliegendem Abschlußwiderstand R₁ (Abb. 14a) nimmt der Gütefaktor Q mit zunehmendem Blindwiderstand X_c1 ab, also mit mit kleiner werdendem C₁.
2. Bei festliegendem Blindwiderstand X_c1 wächst der Gütefaktor Q mit wachsendem Abschlußwiderstand R₁.
3. Bei festliegendem Blindwiderstand X_c1 nimmt der Gütefaktor Q mit kleiner werdendem Abschlußwiderstand R₁ ab.

In Kenntnis der Formeln

sind außerdem in bezug auf R₁ in den Formeln

die folgenden Schlüsse zu ziehen:

1. Der Abschlußwiderstand R₁ ist vergleichsweise klein, wenn der Arbeitswiderstand R_A vergleichsweise klein ist.
2. Der Arbeitswiderstaat R_A ist vergleichsweise um so kleines, je kleiner Uan und je größer gleichzeitig lan ist.

Mit den ermittelten Kapazitäten C_{1, min} = 35 pF für herkömmliche und C_{1, min} = 18 pF für sich im Vakuum befindende 250pF-C₁-Drehkondensatoren muß die Eckfrequenz 29,7 MHz erreicht werden, bei Gütefaktoren, die in den Bereich 10...20 fallen.

In der Formel

aus der sich

ergibt, spiegelt sich auch die Verknüpfung von C_{1, min} und Q, und daher ist auch X_{c1, min} × Q = R1

Die Blindwiderstände von C_{1, min} = 35 pF und C_{1, min} = 18 pF auf 29,7 MHz sind X_{c1, min} = 153 Ω ≈ 150 Ω bzw. X_{c1, min} = 298 Ω ≈ 300 Ω.

Wenn ein herkömmlicher C₁-Drehkondensator verwendet wird, erhält man mit den Eckwerten Q = 10 und Q = 20 und R₁ = X_{c1, min} × Q für den Bereich der verwendeten Abschlußwiderstände R_{1, f max} = 153 Ω × 10 ...153 Ω × 20 und damit R_{1, f max} = 1500 ... 3000 Ω.

Wird ein Vakuum-Drehkondensator mit C_max = 250 pF verwendet, ergibt sich R_{1, f max} = 298 Ω × 10 ... 298 Ω × 20 und damit R_{1, f max} = 3000 ... 6000 Ω.

Daß sich insgesamt ein durchgehender Bereich R_{1, f max} ≈ 1500 ... 6000 Ω ergibt, liegt daran, daß sich die gerundeten X_{c1, min}-Werte zufällig wie 1 : 2 verhalten. Da

und und weil ist

bei B-Betrieb und bei C-Betrieb.

Auf f_max = 29,7 MHz ist also

bei B-Betrieb und bei C-Betrieb

und da

und

ist

bei B-Betrieb und bei C-Betrieb

Mit den für X_{c1, min} × Q ermittelten Eckwerten von R_{1, f max} - 1500 ... 3000 Ω bzw. 3000 ... 6000 Ω - erhält man mit Hilfe der beiden soeben aufgeführten Formeln für den Arbeitswiderstand

1. für herkömmliche 250-pF-C1-SenderDrehkondensatoren für B-Betrieb
RA ≈ 2400 Ω mit Q = 10
RA ≈ 4800 Ω mit Q = 20 und
für C-Betrieb
RA ≈ 3000 Ω mit Q = 10
RA ≈ 6000 Ω mit Q = 20

2. für 250-pF-C1-Vakuum-Drehkondensatoren für B-Betrieb
RA ≈ 4800 Ω mit Q = 10
RA ≈ 9600 Ω mit Q = 20 und
für C-Betrieb
RA ≈ 6000 Ω mit Q = 10
RA ≈ 12000 Ω mit Q = 20

Es sei noch einmal erwähnt, daß Gütefaktoren nahe Q = 10 erstrebenswerter als solche nahe Q = 20 sind, denn mit größer werdendem Gütefaktor nimmt mit der Abstimmschärfe der durch die π-Filterspule fließende HF-Wechsdlstrom zu.

Die Formeln

und

für B- bzw. C-Betrieb lassen erkennen, daß mit kleiner werdendem Quotienten

der Gütefaktor Q kleiner wird.

Der Quotient

wird kleiner, wenn bei festliegender Anodenspannung U_an der Anodenstrom I_an größer oder bei festliegendem I_an U_an kleiner wird.

Bei eingehender Beschäftigung mit den Kenndaten von Senderöhren fällt auf, daß vergleichsweise große Änderungen der Anodenspannung U_an nicht mit bemerkenswerten Änderungen des Anodenstroms lan verknüpft werden müssen: die entscheidende Veränderliche im Quotienten

ist U_an.

Diese Feststellung führt dazu, zur Lösung der hier dargestellten Fragestellungen I_an als vom Röhrenhersteller ermittelten "Grenzwert" zu behandeln, der höch stens bis zum Grenzwert I_{an, max} des Anodenstroms überschritten werden sollte.

Von dieser Überlegung ausgehend, gelangt man durch Umformung zu den Formeln

bei B-Betrieb und bei C-Betrieb bzw.
bei B-Betrieb und bei C-Betrieb.

In Tabelle 7 sind Kenn- und Grenzdaten für U_an und I_an einer Auswahl strahlungsgekühlter Tetroden zusammengestellt, die sich für Allband-KW-Senderverstärker eignen. Diese Daten erleichtern die Bewertung von U_an- und I_an-Berechnungen mit Hilfe der oben aufgeführten vier Formeln.

Tabelle 7

Tetrode	Ian	Uan	Ran *	Ian, max	Uan / Ian, max *
Q 450-1	0,36 A	2500 V	7000 Ω	0,4 A	6300 Ω
QB 3,5/750	0,3 A	2500 V	8300 Ω	0,35 A	7100 Ω
RS 630	0,4 A	1500 ... 2000 V	3800 ... 5000 Ω	ca. 0,42 A	3600 ... 4800 Ω
RS 686	0,35 A	1500 ... 2000V	4300 ... 5700 Ω	ca. 0,42 A	3600 ... 4800 Ω
* gerundete Werte

Literatur

1. Anonymus, ARRL Handbook, 66. Auflage, American Radio Relay League, Newington CT, 1989, 15-23 - 15-24
2. Measures R. L., Calculating Power Dissipation in Parasitic-Suppressor Resistors, QST, 1989, March, 25-28
3. Nührmann, D., Das große Werkbuch Elektronik, 5. Auflage, Franzis, München, 1989, 99, 649-663
4. Orr, W. I., Radio Handbook, 23. Auflage, Sams und Co., Indianapolis IN, 1986, 12-11 - 12-13

Teil 1 - Teil 2 - Teil 3 - Teil 4 - Teil 5 - Teil 6 - Teil 7 - Teil 7a - Teil 8 - Teil 9

DL3FM, Prof. Dr. Karl Lickfeld.